CN85107270B - 逆变器控制装置 - Google Patents

Abstract

逆变器控制装置用于改善感应电机的转矩特性。其中连续的检测感应电机的输入电流。并由根据检测电流的变化校正逆变器的输出电压。

Description

逆变器控制装置

本发明是关于逆变器的控制装置，更确切的说，是关于一种新的能够改善感应电机的转矩特性从而提高其驱动性能的控制装置。

至今所知的这种类型的常规控制装置的电路结构如图1所示，包括交流电源1，用于把电源1的交流输出变换为直流电流的变流-直流变换器2，与交流-直流变换器2并联的滤波电容3，由变换充入滤波电容3的直流产生新的交流电流的直流-交流逆变器4，当由逆变器4提供交流功率时作为原动机的感应电机5，频率设置电路6，能够根据电路6设定的频率平稳随动的缓冲电路7，用于产生与频率有关的电压指令的电压-频率比率电路8，一个根据电压-频率比率电路产生的电压指令确是逆变器4输出转换定时的脉宽调制（PWM）发生器。

在上述电路结构中，完成下列电路操作。当频率设置电路6对应于所要求的速度设置频率时，缓冲电路7根据频率设置电路6的输出工作，并且以不产生任何运转速度电流突然变化的方式，产生一个能够与该予置的速度相对应的随动频率指令。

在此情况下，来自缓冲电路7的频率指令送到电压-频率比率电路8，然后电压-频率比率电路8根据预定的电压-频率比率产生一个电压指令。

脉宽调制（PWM）发生器9接收来自缓冲电路7的频率指令和来自电压-频率比率电路8的电压指令，再产生脉宽调制（PWM）信号，用以接通或断开逆变器4中诸如可控硅的开关元件。

在上述电路结构的常规逆变器控制装置中，当逆变器4的交流输出驱动感应电机5时，在重负载情况下，转差率S变大，从而减小了图2所示感应电机等效电路中次级电路的阻抗，并降低了激磁绕组电压E。因此总的磁通量减小而使输出转矩降低。这一缺点在低频范围特别明显。

为消除常规装置中上述缺点的本发明业已完成。本发明的目的在于提供一种改善的逆变器控制装置，该装置利用对感应电机输入电流的连续检测而获得相对应于电流变化的一个校正电压，来校正由于磁通量降低而产生的感应电机转矩下降特性。

图1是常规逆变器控制装置的电路图;

图2是感应电机的T型等效电路图;

图3是体现本发明的典型逆变器控制装置的电路图;

图4表示根据本发明的实施例工作中电流波形图;

图5用曲线表示速度沿横坐标标出和转矩沿纵坐标标出的转矩特性;

图6是体现本发明的另一个典型逆变器控制装置的电路框图;

图7是体现本发明的又一个典型逆变器控制装置的电路框图;

下面参照图3叙述本发明的第一个典型实施例，图中使用与图1同样的各标号代表相同的各部件。在图3中，电流检测器10用于检测联接滤波电容3到逆变器4的直流母线中直流电流，并产生一个正比于该被检测电流的输出电压，电流值预置电路11预置相对于感应电机5的空载电流值。图中表示的减法器13用于从电流检测器10的输出中减去预置电流值，由此可检测出由于负载产生的电流变化值;校正电压输出电路12用于以其比例常数产生正比于电流变化值的电压，该比例常数实际上等于感应电机的初级阻抗（图2中的r₁）;加法器用于将上述电路12的校正电压与电压-频率比率电路8的输出电压相加。其相加的结果与从缓冲电路7得到的频率指令一同送到脉宽调制发生器9。

图2表示感应电机5的等效电路，激磁绕组两端的空载电压E由方程（1）给出，它与空载电流i₀有关。

E＝V_i-（r₁+pl₁）i₀ （1）

其中p＝d/dt

r₁：初级绕组的阻抗

l₁：初级绕组的漏感

现在假如负载加大而增大转差率S，因此使空载电流i₀变为电流i₀+Δi，此时激磁绕组电压变为：

E′＝V₁-（r₁+pl₁）（i₀+Δi）

＝V₁-（r₁+pl₁）i₀-（r₁+pl₁）Δi （2）

结果，激磁绕组电压减小了（r₁+pl₁）Δi的值。本发明的特点在于用电压V₁校正这样电压下降，使激磁绕组电压E保持恒定。

本发明的具有上述结构的这个典型实例中执行下列操作。

最初电流检测器10的作用是检测直流母线电流的峰值。图4中（a）和（c）以同一比例分别表出直流母线电流idc波形和三相中一相的交流导线电流波形，此时逆变器的输出电压是方波，其中直流母线电流idc的峰值ip与导线电流i的峰值相一致。

同时，导线电流i的峰值可表示为 $\sqrt{2}$ 倍的导线电流i基波的有效值与1/2倍的高次谐波的波纹值之和，其中高次谐波的波纹值基本上是固定的与导线电流i中的基波有效值无关。因此检测直流母线电流idc的峰值ip再从其中减去固定的谐波波纹值，从而可得到导线电流i的基波有效值。

于是，直流母线电流idc的峰值ip首先由电流检测器10检测出来，经过上述电路运算，检测器10产生一个对应于导线电流i的基波有效值的输出电压。当检测直流母线电流idc时，一个单独的电流检测器能够在六倍于逆变器输出频率的频率上进行这种检测，这样与检测逆变器输出电流的现有技术相比，在响应时间和经济性上都可保证高的效率。

下一步，电流值预置电路11设定对应于方（2）中空载电流i₀的值，并从电流检测器10的输出中减去这个值。这样，由上述运算的结果获得了由负载产生的方程（2）中的电流变化量Δi。校正电压输出电路12产生校正电压，校正电压等于上述电流变化量Δi乘以系数r₁。要精确计算，在校正电压输出电路12中上述电流变化量Δi应乘以（r₁+pl₁）。然而，l₁是如此的小，以致于可以忽略不计。

从电路12得到的校正电压与电压-频率比率电路8的输出电压相加，该合成电压和与缓冲电路7的频率指令一同送入脉宽调制（PWM）发生器9。

由于上述操作，尽管仍有重负载产生的电流变化，图2等效电路中所示激磁绕组电压E却保持恒定，这样就可能消除在重负载运行期间由于磁通量减少而产生的转矩不足。

图5是用曲线表示的在上述实施例中实现的关于转矩特性的改进，其中速度沿横坐标标出，转矩沿纵坐标标出。图5中虚线5a表示未经校正的典型特性，而实线5b表示校正后的特性。比较曲线5a和5b就十分清楚，当转差率很大时，存在着非常大的转矩差别。

虽然前述实施例选择感应电机的空载电流为电流预置电路11的设定值，也可选择其它一些值作为设定值。例如，在设定大于空载电流值的情况下，与设定空载电流值时相比，转矩校正作用就减小了，所以上述实施例中电路适用于不需要很大的转矩校正作用的情况。此外，不同于上述实施例中把滤波电容的充电电压馈入逆变器，而用直流电源代替滤波电容。

下面参照图6叙述本发明的第二个典型实施例，图中与图1相同的各标号表示对应的各相同部件。图6中进一步表示出检测直流母线电流的瞬时值的一个瞬时值检测器101;根据瞬时电流检测器101的输出平均值是正极性还是负极性进行鉴别是电源供电状态和再生供电状态的状态鉴别器15;用于产生与瞬时值电流检测器101电流的正极性输出成比例的绝对值电路16;根据状态鉴别器15的输出，在电源供电状态时给绝对值输出加正符号或在再生供电状态时给绝对值输出加负符号的极性化电路17。

上述电路结构完成下列操作。首先参照图4，对直流母线电流和电源供电状态及再生供电状态的输出电流之间的关系作出说明，同时对根据直流母线电流和电路16提供的正比于输出电流的输出绝对值执行状态鉴别的工作原理作出说明。图4表示忽略脉宽调制（PWM）的影响产生方波输出电压时所获得的电流波形，这样可以简化说明。虽然在近似正弦波的脉宽调制（PWM）中的电流波形变为正弦波，可以认为在有脉宽调制（PWM）影响的基本关系仍保持不变。

图4中，从（a）到（d）涉及电源供电状态时所执行的操作，而（e）到（h）涉及再生供电状态时执行的操作。表示在（a）和（e）的波形代表输出电流i（单相交流导线电流）和分别在电源供电状态和再生供电状态时直流母线电流idc。在电源供电状态，直流母线电流idc正的最大值（峰值）与输出电流i的峰值一致。然而，在再生供电状态，直流母线电流idc负的最大值与输出电流i的峰值一致。因此，根据这个现象可以实现鉴别电源供电状态和再生供电状态，并可能从直流母线电流idc得到输出电流i的峰值。由此可见，因为直流母线电流idc的绝对值的峰值与输出电流i的峰值相一致，所以输出电流i的峰值或有效值可通过测量直流母线电流idc获得。

按下列步骤可实现鉴别电源供电状态和再生供电状态。首先在电源供电状态时，逆变器以其直流输出为正给电机提供电功率，所以，直流母线电流idc的平均值也为正。这种情况下的电流波形如图4中（b）所示。然而，在再生供电状态时，与电源供电状态相反是由电机给逆变器提供电能，直流母线电流的平均值如图4中（f）所示变为负值。因此，根据直流母线电流idc为正极性或为负极性可鉴别电源供电状态和再生供电状态。图4中（c）和（g）分别表示直流母线电流idc的绝对值和直流母线电流的峰值ip。图4中（d）和（h）分别表示给峰值ip附加上从（b）和（f）中得到的极性整形后的波形。

下面将叙述图6中实施例所完成的操作。

最初，瞬时电流检测器101检测直流母线电流idc。如图6所示，对来自状态鉴别器15的上述电流idc的平均值予以判断，根据该平均值是正极性还是负极性，来鉴别是电源供电状态和再生供电状态。下一步，在电路16中得到直流母线电流idc的绝对值，并保持其峰值。检测到的值与图4所示输出电流的峰值相一致。如前面所述，输出电流i的峰值是 $\sqrt{2}$ 倍的输出电流i中基波的有效值与1/2倍的高次谐波的波纹值之和，基中谐波的波纹值是固定不变的，与输出电流i中基波有效值无关。因此，先检测直流母线电流idc的峰值ip，再减去固定的谐波波纹值从而得到其基波的有效值。这样，绝对值电路16完成上述计算并产生对应于输出电流i中基波有效值的输出信号。

极性化电路的功能是根据状态鉴别器15的输出，在电源供电状态给绝对值电路16的输出加正极性或在再生供电状态时给绝对值电路16的输出加负极性。

在电流值预置电路11中，预置相当于方程（2）中空载电流i₀的值，并从极性化电路17的输出中减去这个值。这种计算可得到方程（2）中负载产生的电流变化量。校正电压输出电路12将电流变化量Δi和参数r₁相乘产生用于校正的输出电压。更精确的是，在校正电压输出电路12中乘数应为（r₁+pl₁），但由于l₁太小可以忽略。该电路12的输出与电压一频率比率电路3的输出相加，该合成电压送入脉宽调制（PWM）发生器9。

由于上述操作，尽管由负载产生的电流变化在电源供电状态时以增量校正输出电压，在再生供电状态以减量校正输出电压，由此，方程（2）中电压E保持为常数，以消除在电源供电状态时由于重负载产生磁通量减小，致使转矩不足，并在再生供电状态时防止重负载时过激磁现象。

图7表示本发明实施的第三个典型逆变器控制装置的电路结构，设置正峰值保持电路18和负峰值保持电路19代替图6中使用的绝对值电路16和极性化电路17，以有选择的在电源供电状态时保持正峰值，或在再生供电状态时保持负峰值。选择器电路20的输出如图4中（d）和（h）所示。虽然这个典型实施例是根据脉宽调制（PWM）逆变器设计的，调制系统也可以是其它类型的，也可用微处理机从电流检测器输出计算出校正电压。

在上述实施例中，从逆变器的直流母线电流检测输入到电机的输入电流，并计算其平均值的鉴别电源供电状态和再生供电状态，根据所产生的电流变化，并按照供电状态自动地校正初级阻抗中合成值的减小。由此，可获得各种优越性，包括良好的响应特性和连续的保持充足的激励磁通量，最终消除转矩不足，同时又避免了过激磁运行。

如前所述，根据本发明，检测感应电机的输入电流并连续校正由于电流变化产生的电机中初级阻抗降低的现象，其优点是可达到在重负载运行时防止感应电机的激励磁通量减少，在这样的操作下同样可消除转矩不足现象。因此，由于电流预置电路11具有给定空载电流等级的能力，尽管替换作为负载的感应电机，不需改变电路参数也可得到正常的工作特性。

Claims (15)

1、一个逆变器控制装置，它包括：

一个用于将直流变换为交流，并将交流电流馈入电机的逆变器电路;

一个根据一频率设置电路的输出而起作用且产生不会引起所述逆变器电路工作速度的任何突然变化的频率指令的缓冲电路;

一个根据所述频率指令，按照预定的电压-频率比率确定输出电压的电压-频率比率电路;

一个用于检测输入到所述电机的电流的电流检测器;

一个用于预置关于所述电机的空载电流值的电流值预置电路;

一个用于从所述电流值预置电路所预置的电流值中减去所述电流检测器检测到的电流值的减法电路;

一个用于产生对应于所述电机负载引起的电流变化并从所述减法电路获得的输出电压的校正电压输出电路;

一个用于根据所述校正电压输出电路的输出电压与所述电压-频率比率电路的输出电压之和，并且根据基于所述频率设置电路输出频率的频率指令确定转换所述逆变器电路定时的脉宽调制（PWM）发生器;

其特征在于：所述逆变器电路配备有一个鉴别电源供电状态和再生供电状态的状态鉴别器;以及

当所述状态鉴别器判定所述逆变器电路处于电源供电状态时，将一个与所述减法器电路的输出基本上成正比的电压指令同所述电压-频率比率电路的输出相加，而当所述状态鉴别器判定所述逆变器电路处于再生供电状态时，将一个与所述减法器电路的输出基本上成正比的电压指令从所述电压-频率比率电路的输出中减去。

2、根据权利要求1的逆变器控制装置，其特征在于：所述电流检测器检测所述逆变器电路的直流母线电流的峰值。

3、根据权利要求1的逆变器控制装置，其特征在于：所述电流检测器是一种用于检测输往所述电动机的直流母线电流的瞬时值的瞬时电流检测器。

4、根据权利要求1的逆变器控制装置，其特征在于：鉴别所说逆变器电路的电源供电状态和再生供电状态是根据所述瞬时电流检测器输出的平均值的极性为正或为负而进行的。

5、根据权利要求1的逆变器控制装置，其特征在于：峰值保持电压是通过检测直流母线电流的正的或负的峰值而得到的，并根据所述逆变器电路的电源供电状态或再生供电状态而有选择地输出正的或负的峰值保持电压。

Images