CN85101856A - 光信息再现设备 - Google Patents

Abstract

一种光信息再现设备包括：一个装在可倾斜的光学部件上的光学拾取装置，一个激光光源和一个光电探测器，用于检测从该记录面上反射的光束和重现记录的信息；一个回转该记录载体的装置；一个歪斜误差探测器，用于检测记录载体相对于光学拾取装置的歪斜和产生具有直流和交流分量的歪斜误差信号；一个输入该歪斜误差信号的控制电路，产生对应该歪斜误差信号直流分量的控制信号；一个由该控制信号控制的歪斜误差校正器，用于控制该光学部件，使得该光学拾取装置的光轴与该记录面始终保持垂直。

Description

发明的背景

发明所属的技术领域

本发明涉及一种光信息再现设备，用于重现记录在圆盘形记录载体（例如，光学录象圆盘）上的信息，特别是装有用于探测回转圆盘（例如，光学录象圆盘等）歪斜角的歪斜误差探测电路的一种光信息再现设备。

有关现有技术的描述

通常，在光盘再现设备中，用物镜将激光束距焦在光盘的记录面上，以便重现记录在光盘上的信息。在这种情况下，它的分辨能力由激光光束会聚的大小来确定;或者说由光点的直径来确定，使得光点的直径的最大值不超过某一个值。光点的直径由激光光源发出的激光波长以及物镜的焦距和其直径之比值来确定〔该比值通常用NA（数值孔径）值表示〕。

此外，在现有技术中，光源是采用氦氖激光器。使用氦氖激光器作光源的这种再现装置体积大而且价格昂贵。因此，目前有一种趋势使用半导体激光器作光源，这是因为半导体激光器价格便宜，而且可以使设备造得小巧。

然而，半导体激光的波长是780毫微米（nm），它比氦氖激光器的激光波长623.8毫微米（nm）（应为632.8毫微米，原文可能有误-译者注）要长。由于这个原因，为确定半导体激光的光点直径，使半导体激光能提供同使用氦氖激光器作光源一样的分辨能力，必须提高物镜的数值孔径（NA）值。例如，NA值取大约0.5。

但是，如果物镜的数值孔径按上面所说的值提高，当激光光束的光轴与圆盘的记录面不垂直时，在该圆盘上来自相邻的光迹产生的串扰分量将造成一系列问题。

如同在图1A中所示，当激光光束的光轴2垂直于圆盘1的记录面时，在其光接收部件中探测到的输出D成为在图1A中显示的那样，来自相邻光迹T₁和T₂的串扰分量输出相对于来自主光迹T₀的输出来说是足够小。可是，如同在图1B中所示，当激光光束的光轴与该圆盘1的记录面不垂直时（这种情况在下文中将称之为圆盘1的歪斜），相邻光迹T₁和T₂的串扰分量不同，在这种情况下，在被探测到的输出D中，光迹T₁的串扰分量将变大。

在NA值变大时，串扰电平Lc则不能忽略，从下面的公式中可以清楚地看出，

LcαWcmα (NA³)/(λ) ·α

其中Wcm是彗形象差;

λ    是激光波长;

α    是圆盘在其径向上的倾角。

例如，在下列条件下：λ＝780毫微米（nm）、光迹间距＝1.67微米（μm）、NA＝0.5，为使串扰电平Lc＝-40分贝（dB），则要求圆盘倾角α≤0.5°。

激光光束的光轴与圆盘记录面不垂直可能是由于回转该圆盘的心轴的倾斜或者弯曲;该圆盘转台的倾斜或者弯曲;或者该圆盘本身的歪斜等原因造成的。圆盘本身的歪斜被认为是主要的原因。目前，圆盘在其径向上的斜角α公知是1°≤α≤2°。由于这个原因，当使用半导体激光器作为光源时，必须探测圆盘在其径向上的歪斜（包括除圆盘本身歪斜之外的其他倾斜），并克服串扰分量的增加。歪斜这个术语在下文中都具有同样的含意。

下面将描述一种歪斜误差探测装置的实例。

图2示意说明这种歪斜误差探测装置的实例，其中歪斜误差探测装置与光学拾取装置的光源是彼此独立的。在图2中看到的歪斜误差探测装置是沿着圆盘1的径向上安置的;在图3中看到的探测装置是垂直于该圆盘1的径向上的（图2和图3分别图示在相互垂直的截面上的探测装置5，以便于说明和解释）;而在图4中看到的是从圆盘1的上表面向下看到的探测装置5（圆盘1未画出）。

探测装置5的光源使用漫散射光源，在图2-5中的各实例，采用二极管9作光源，光线在二极管的发光表面上被漫散射。

由发光二极管9发出的光由圆盘1反射，经透镜11，由光电探测器10接收。该光电探测器10是一种由两块光电探测区组成的双光电探测器。

该发光二极管9、光电探测器10和透镜11都装在圆筒形的外壳12上。如图2所示，该透镜11安装在外壳12的一个开口端上，而发光二极管9和光电探测器10都安装在外壳12的另一开口端，处在透镜11的焦平面位置上，这样它们分别置于透镜11的光轴11A左右两侧面上。

该外壳12是这样安置的，如在图2-4中所示，透镜11靠近圆盘1，而发光二极管9和双光电探测器10在被探测的圆盘1的歪斜误差方向的垂线上排成一条线。

在本例情况中，由于要探测圆盘1在其径向上的歪斜，发光二极管9和光电探测器10要垂直于圆盘1的径向安置。在这种情况下，发光二极管9和光电探测器10被这样安置：使得在光学拾取装置3的光轴与圆盘1的记录面垂直时，透镜11的光轴11A变成与圆盘1的记录面垂直。此外，双光电探测器10的分割线10C是沿着垂直于歪斜探测方向，也就是与圆盘1径向垂直，并与透镜11的光轴11A所在的平面正交的方向。

图5是发光二极管9和双光电探测器10的透视图。

采用这种布置，发光二极管9的表面部分的实际图象被聚焦在光电探测器10上，如同在图4中阴影线显示的图象13。

当透镜11的光轴11A垂直于圆盘1记录面时，如图6所示，在圆盘1记录面上入射光路和反射光路完全对称。因此，发光二极管9的实际图象位于透镜11光轴11A所在平面的左手一侧，并沿着圆盘1的径向上，该图象被聚焦在透镜11的焦面上，它位于上述平面的右手一侧。在图6中，圆盘1以上的部分是由该圆盘1的记录面映出的象，如果将这部分沿着圆盘1的记录面折叠，则形成图7所示的样子。这样发光二极管9的表面部分的真实图象正好被聚焦在光电探测器10所处的位置上。

如图6所示，当透镜11的光轴11A垂直于圆盘1的记录面时，聚焦在双光电探测器10上的图象13对称覆盖10A和10B两部分，其覆盖量相同，如在图9B中所示的那样。因此，10A和10B两部分的光电探测输出值彼此相等，其差值为零。

如图8所示，当由于圆盘1歪斜造成透镜11的光轴11A与圆盘1的记录面不垂直时，发光二极管9的图象位置在垂直于圆盘1的径向上移动，如在图8中所示的参考数码14。结果形成光电探测器10上的图象13包含在10B部分较大，如图9C所示的那样。

当圆盘1在与图8中所示的相反方向上倾斜时，也就是在图8中的园盘朝左手边倾斜，光电探测器10上的图象13包含在10A部分较大，如图9A所示的那样。

按上面的描述，根据光电探测器10探测出光学图象13相应的部分10A和10B的差别，可以检测出圆盘1歪斜的方向和大小。该歪斜误差信号可作为伺服信号用于控制图10中所示的活动部件40。

图10是活动部件的透视图，该部件包括光学拾取装置和歪斜探测部件。

在图10中，参考数码20标示一个光学部件，它包括一个用于探测记录在圆盘1上各凹点（Pits）信息的光学拾取装置的光学系统和探测圆盘1歪斜的光学系统。该光学拾取装置光学系统使用的聚焦伺服系统和跟踪伺服系统由双轴光学驱动部件21组成，与现有技术使用的类似。

在相对于光学拾取装置3（在图10中未画出）的光学系统的光轴21A的记录轨迹T的纵向上，歪斜探测装置5的外壳12装在光学部件20上。因此，透镜11的光轴11A所在的平面将包含该光学拾取装置的光轴21A。

光学部件20由轴23支承，该轴处于垂直圆盘1径向上，并可在圆盘1径向上倾斜。在本例中，它是采用装在光学部件20底面上的蜗轮24实现的。轴23置于工侧板28A、28B上的钻孔29A和29B内，并可在其中转动。按上述方式安装，蜗轮24和蜗杆27相啮合，蜗杆由支承在基座25上的小型电动机26带动其回转。当蜗杆27由电动机26带动其回转时，蜗轮24转过的角度与蜗杆27的转角相对应，利用它，光学部件20在圆盘1的径向上倾斜。如果电动机26由检测到的圆盘1输出的歪斜误差来控制，那么可以使光学拾取装置的光轴21A始终保持与圆盘1的记录面垂直。

此外，如图11所示，当圆盘1具有歪斜误差时，这种歪斜相对于该盘的转轴O-O′是对称的，由于这种歪斜在圆盘1的回转方向上是不变的，结果如图12所示，产生歪斜误差信号（直流分量）S_E，该误差信号对应着圆盘1的径向歪斜角α。这时，歪斜伺服系统作用，使得歪斜误差信号具有预定的电平V₁。

如果圆盘1在其径向上的歪斜角不是常量时，在产生的歪斜误差信号S_E中，在回转方向上的歪斜误差分量（交流分量）被叠加在歪斜角α的平均电平（直流分量）上，该歪斜角是指，在圆盘1回转一周时，在其径向产生的歪斜角。当圆盘1以1800转/分转动时，交流分量的基波频率为30赫兹。例如，在图13中所示的歪斜误差信号S_E。

因此，在歪斜伺服系统中，偏斜伺服控制是这样作用的：将歪斜误差信号S_E的直流歪斜误差分量变成一个预定的电平。此外，歪斜伺服系统是同步控制，以便消除交流歪斜误差分量。由于在活动部件40上安装的歪斜伺服控制用电动机26通常是一种价格便宜的电动机，如果歪斜伺服系统设计成响应包含在歪斜误差信号S_E中的交流误差分量的话，那么电动机26就要始终运转。结果是电动机26的寿命降低，从实用的观点出发，是不方便的。

所以，在现有技术中，虽然期望歪斜伺服控制系统设计成：在歪斜误差信号S_E中的交流歪斜误差分量被除去，而仅响应其直流歪斜误差分量，可是由于歪斜误差分量中包含有30赫兹的基波，该交流分量使用普通的低通滤波器不能被完全滤掉。如果该交流分量被完全滤掉的话，那么响应时间将变慢，歪斜伺服控制将出现过量伺服。

本发明的目的和概述

本发明的目的是提供一种装有改进的歪斜误差探测电路的光息再现设备。

本发明的另一个目的是提供一种光信息再现设备，该设备具有这样一种歪斜误差探测电路，其歪斜伺服控制系统能避免被振荡，实现稳定的歪斜伺服控制。

本发明的又一个目的是提供装有歪斜误差探测电路的光信息再现设备，该电路能探测低速回转的录像圆盘的歪斜误差。

本发明还有一个目的是提供一种装有歪斜误差探测电路的光信息再现设备，该电路能够实现高精度的歪斜伺服控制。

根据本发明的一种体现，提供用于再现在圆盘形记录载体上记录信息的一种光信息再现设备，它包括：一个装在可倾斜的光学部件上的光学拾取装置（Optical    pick    up    device），有一个用于产生激光光束的激光光源和一个光电探测器，用于检测从该记录面上反射的光束和重现记录的信息;一个回转该记录载体的装置;一个歪斜误差探测器，用于检测记录载体相对于光学拾取装置的歪斜和产生具有直流和交流分量的歪斜误差信号;一个输入该歪斜误差信号的控制电路，产生对应该歪斜误差信号直流分量的控制信号;一个由该控制信号控制的歪斜误差校正器，用于控制该光学部件，使得该光学拾取装置的光轴与该记录面保持垂直。上述控制电路包括：一个比较器，用于比较该歪斜误差信号电平和阈（门限）电平，并产生输出脉冲，该脉冲的宽度对应该歪斜误差信号的直流分量;一个脉冲宽度鉴别器，用于鉴别该输出脉冲相对于对应该记录载体回转一周的基准脉冲的宽度。

本发明的其他目的、特征和优点将从下面结合各附图的说明中明显地表现出来。在各附图中，同样的参考标记代表同一个元件或零部件。

各附图的简要说明

示意图1A和1B分别用于解释由于录像圆盘的歪斜误差造成的不良影响。

图2显示的是现有技术中的一种歪斜探测装置的实例。

图3和图4分别显示该歪斜探测装置实例中的主要部分的结构。

图5是该歪斜探测装置的主要部分的透视图。

图6至图9是用于解释该歪斜探测装置的工作过程。

图10是一个控制光学拾取装置的光轴使其与录像圆盘的记录面始终保持垂直的机械装置实例的透视图。

图11是用于解释录像圆盘的歪斜。

图12和图13分别用于解释歪斜误差。

图14显示了歪斜误差角和歪斜误差探测电压之间的关系。

图15是根据本发明的歪斜误差探测电路的一种实例的示意图。

图16A至图16D和图17A至图17D分别用于解释图15所示线路的工作波形。

图18是根据本发明的歪斜误差探测电路的另一种体现的示意方框图。

图19A至图19D;图20A至图20C以及图21分别用于解释图18所示电路的工作过程。

本发明较优的两种实施方案的描述

下文将就本发明参照图14至图17详细地予以描述。

如前所述，当使用半导体激光作光源时，如果歪斜角超过0.5°时，将产生串扰现象，从而信息不能被满意地拾取。然而，如果歪斜角小于0.5°（α＜0.5°），未满足α＝0的条件，有可能检测（拾取）没有串扰分量的信息。此外，当圆盘1在其回转方向上产生歪斜误差时，这样一个歪斜伺服控制系统不可能做到α＝0。

所以，在本发明中，如图14所示，只有当对应大于（歪斜角）±α（＜0.5°，例如，本发明中约0.4°）的歪斜角的歪斜误差时，它可以防止由于串扰造成的不良影响，以便进行歪斜伺服控制，歪斜角±α₁由阈值确定。在歪斜角为α₁时，取歪斜误差信号（直流歪斜误差电平V_D）作为V₁;在歪斜角为-α₁时，探测的直流歪斜误差为-V₁。

图15是一张电路图，它显示了本发明使用的一种歪斜伺服控制电路50的实例。在图15中，参考数码60表示一张探测电路，用来检测歪斜误差S_E中对应歪斜角α的直流歪斜误差。该电路如前所述是采用数字电路。参考数码70表示实现歪斜伺服控制用的电动机26的控制系统。

由光电探测器10得到的歪斜误差信号S_E经输入端61送到一对电压比较器62和63中。第一电压比较器62，是在圆盘1歪斜处于回盘圆盘1的参考面X-X′以下时（如图11所示）用于探测其歪斜误差，该第一电压比较器62用对应歪斜角α₁的阈电平V₁作为参考电平。另一方面，第二电压比较器63，是在圆盘1歪斜处于回转圆盘1的参考面X-X′之上时用于探测其歪斜误差，其阈电平为-V₁。下面将描述电路结构以及当α＞0时的校正。

如图11所示，当歪斜角为α，而且歪斜误差朝着圆盘的回转方向是均匀一致地变化，如图16A所示，除直流歪斜误差V_D1（V_D1＞V₁）外，歪斜误差信号S_E具有30赫兹基波的交流误差S_q，也作用到输入端61。所以，第一电压比较器62产生第一比较输出P_C1如图16B所示。该比较输出P_C1输入到第一脉冲宽度鉴别电路65中，该电路由计数器65A和门闩电路65B组成。

该计数器65A使用与该圆盘驱动电动机有关（该电动机未画出）的一个频率发生器（FG）产生的脉冲FG作为它的时钟脉冲。在本例中，圆盘每转一周产生32个脉冲FG。第一比较输出P_C1送到计数器65A作为它的启动脉冲，该计数器65A仅在第一比较输出P_C1处在高电平时间W内才工作。

计数输出的最高（二进制数）位（MSB）数字，在门闩电路65B内被锁住。这种闭锁在圆盘1的每一转时都要实施，在下面将要描述的时间上，计数输出的最高位（MSB）数字被锁在门闩电路65B中。第一比较输出P_C1经一个或门电路66输入到1/32计数器67，每当在第一比较输出P_C1波形的上升沿时，在计数器内脉冲FG被计数作为基准脉冲。结果，脉冲P_X（图16C）被32分频（它与圆盘1的回转周期是同步的），由1/32计数器67送到门闩电路65B中。因此，门闩电路在第一比较输出P_C1的波形下降沿时，最高位（MSB）数字被锁在门闩电路内。如图16A所示，当V_D1＞V₁时，W＞ (T)/2 （T是圆盘转一周所用的时间）。这样，由于在那时最高位（MSB）数字为“1”，门闩电路的输出R₁变成高电平“H”（H代表高电平），如在图16D所示的那样。

门闩电路65B的输出送至位于驱动电源71和电动机M之间的电源开关72作为它的控制转换脉冲。在这种情况下，当门闩电路的输出R₁是处在高电平“H”时，电源开关72被接通，电动机26由电源71驱动正向运转。

就V_D1＞V₁而言，计数器65A的最高位数字是“1”。于是，在门闩电路输出是高电平“H”期间内，电动机26被连续驱动，使得其正向运转，如在图11中所示的那样，光学拾取装置按着箭头所示的方向转动，于是在光学拾取装置3内，从光源发出的光入射到圆盘1上的角度也在连续地变化。

当在光学拾取装置内光源的光轴被控制，使之垂直于圆盘1的记录面时，包含在歪斜误差信号S_E之内的直流误差V_D1的电平根据这样的控制而降低。在大体上满足V_D1＝V₁时，也就是在实际上，当V_D1变成略小于V₁时，W＜ (T)/2 如图17所示，这样计数器65A最高位数字由“1”变成“0”。结果是在圆盘1每一转时，被锁在门闩电路65B内的输出R₁变成低电平“L”，使得电源开关72断开。

因此，在探测歪斜误差时间点上，V_D1＜V₁，电动机26的正向运转停止，光学拾取装置在被移动的位置上停止。此外，由于在圆盘1整个回转期间内进行歪斜误差探测，因此只要再次出现V_D1＞V₁，上述歪斜伺服控制就进行。

与使用的圆盘1有关，如果圆盘1的歪斜与上述的歪斜相反，则直流歪斜误差-V_D1（未画出）由第二电压比较器63探测，而其脉宽对应着直流歪斜误差-V_D1的第二比较输出P_C2被送到计数器68A，它是由一个鉴别电路68组成，由其产生的计数输出对应着第二比较输出P_C2的脉宽。

在门闩电路68B中，计数输出的最高位数字被同样地锁住，使得第二比较输出P_C2也经或门电路66到达计数器67，然后计数器产生类似于图16C中所示的脉冲P_X，并送至门闩电路68B中。

当-V_D1＜-V₁时，计数器68A的最高位数字变成“1”，此刻门闩电路输出R₂变成高电平“H”。在反向回转电源73和电动机26之间装有电源开关74，该开关由门闩电路的输出R₂将其接通，使电动机26与反向回转驱动电源73连接，这样光学拾取装置3在与图11中所示的方向相反的方向上转动。因此，在光学拾取装置内，光源的入射光角相对于圆盘1在变化，使得直流歪斜误差降低。于是，在探测歪斜误差的时间点上，产生-V_D1＞-V₁，电动机26反向运转停止，光学拾取装置3也在被移动的位置上停下来。

从以上的描述已经清楚地了解到该电路的工作状况，鉴别电路65和68都具有鉴别第一和第二比较输出P_C1和P_C2的幅度的功能，输出的脉宽分别对应着直流歪斜误差V_D1和-V_D1，而脉宽 (T)/2 则与圆盘1回转一周所用的时间有关。

当鉴别电路65和68以及第一和第二电压比较器彼此组合在一起时，有可能构成这样一种电路系统：它不响应歪斜误差信号S_E中的交流歪斜误差S_q，而仅仅响应其直流歪斜误差。因此这个歪斜误差探测电路60其功能相当于一个滤掉圆盘1的回转频率分量的低通滤波器。

虽然歪斜误差中的交流歪斜误差信号S_g具有各种交流分量，这与圆盘在回转方向上的歪斜状态有关，但是所有这些交流分量都是高于30赫兹的谐波分量。其结果是这些较高频率的谐波分量的交流歪斜误差可以用上述电路可靠地滤掉，而且可以可靠探测到直流歪斜误差，该误差是指在圆盘回转方向上，歪斜误差的平均值。

根据本发明的上述描述，由于歪斜误差信号中的交流歪斜误差分量被消去，歪斜误差探测电路仅响应直流歪斜误差分量，即使直流和交流歪斜误差两者都存在，也可以精确地校正歪斜误差。此外，由于歪斜误差探测线路消去了交流歪斜误差分量，并具有一个歪斜误差死区，即歪斜误差在阈电平±V₁之内，电动机26可避免过载，即使使用普通的电动机26，寿命也可以延长。

此外，根据本发明，由于低通滤波器是采用数字化的，可以防止频率响应特性变坏，这与在现有技术中使用电阻和电容组成的低通滤波器不同，从而改善了歪斜伺服控制系统的频率响应特性。

当圆盘1的转速很高时，上述的电路是有效的;如果要使该线路适合于圆盘1的低转速的情况，则闭锁时间或间隔变长。结果是出现一种担心，即在闭锁时间，直流歪斜误差V_D将超过相反的参考电平-V₁。在某些情况下，该歪斜伺服控制电路还会产生振荡，特别是当一对参考电平V₁和-V₁的绝对值变得比较小时，为提高歪斜伺服控制系统的控制准确度，这种振荡的可能性增加了。

进而根据本发明公开了另一种歪斜误差探测线路，它能够消除上述的担心，下面将参照图18详细地予以描述。

图18是一个方框示意图，显示了根据本发明的上述歪斜误差探测电路的主要组成部分。在本例中，为了得到对应直流歪斜误差的比较脉冲P_C1和P_C2，也提供有第一和第二电压比较器62和63。

在图18中，参考数码80A代表第一控制信号产生线路，从第一电压比较器62来的第一比较脉冲P_C1输入到该控制信号产生电路。第一控制信号产生电路80A包括有计数器81，第一比较脉冲P_C1输入到该计数器作为它的启动脉冲，随后计数器下作为基准时钟脉冲的脉冲FG。计数器81的计数，在圆盘每转一周时，输入到可逆计数器82（up-down counter）中，以便使脉冲P_x（它是由分频器67将脉冲FG32分频后产生）输入到可逆计数器82中作为它的输入脉冲。

第一比较脉冲P_C1也送至32位（二进制数，对应圆盘一转时间内脉冲（FG）数）移位寄存器83中，在那里第一比较脉冲P_C1在脉冲FG的同步时间内被锁住。例如，在图19A中所示，由于在a和b之间的一转时间内，在前半周期W中，脉冲P_C1是处在高电平“H”上，而在余下的时间内，脉冲P_C1是处在低电平“L”上。在高电平“H”期间，数字“1”被闭锁在移位寄存器83中;而在低电平“L”期间，数字“0”被闭锁在移位寄存器83中。在取样时间b之前，在圆盘一转中的所有数据都被闭锁在移位寄存器83中。移位寄存器83的输出P_RG在脉冲FG产生时被送出。

第一比较脉冲P_C1也送到可逆计数器82中作为它的可逆控制脉冲。在本例中，可逆计数器82，在高电平“H”期间，可逆计数器82是递增计数;在低电平“L”期间，可逆计数器82是递减计数。

该可逆计数器的可逆计数方式只有当启动脉冲送入到可逆计数器82上时方可执行。为此，第一比较脉冲P_C1和移位寄存器83的输出P_RG（它是圆盘回转一周的数据）都被送到“同”逻辑电路（exclusive-NOR Circuit）（控制电路）84，其输出P_EN送入可逆计数器作为它的启动脉冲。

第一控制脉冲产生电路80A的工作情况将参照图20A至图20C和图表21予以描述。

首先假设歪斜伺服控制的结果，直流歪斜误差V_D如同在图20A中所示的那样下降，在a-b期间内，直流歪斜误差V_D下降到参考电平V₁以下，在这段时间内，形成W＞ (T)/2 。在这种情况下，如果取样点b是作为参考点，那么在时间点b，计数器81的计数被输入到可逆计数器82中。

在输入的计数变成“16”时，它与W＝ (T)/2 时模拟数据是相同的。这样，由于W＞ (T)/2 产生，在那时的计数则大于“16”。为解释方便，假设输入到可逆计数器82中的计数为“19”。

那么，由于移位寄存器83的输出P_RG与脉冲FG的输入时间是同步的，所以“同”逻辑电路84将在脉冲FG的输入时进行输入电平的比较。

如同在图20A中所示，如果在取样点b之后，脉冲FG的输入时间分别取作b₁、b₂、……，在输入时间b₁，输出P_RG与一转之前在输入时间a₁得到的一样，这样第一比较脉冲P_C1在每个输入时间的计数同输出P_RG之间的关系形成如同在表21中所示的那样。结果是在输入时间b₁、b₂、……，每个启动脉冲都变成低电平“L”，而且第一比较脉冲在这时也是处在低电平“L”，使得可逆计数器82处于递减计数方式。于是，输入到计数器82中的计数是递减的，在输入时间b₂时，计数减至“16”。

随后，计数器82的最高位在输入时间b₃时，从高电平“H”变成低电平“L”，而作为电动机控制信号使用的控制转换脉冲R₁从高电平“H”变低电平“L”，这样电动机26停止转动（图20C）。当电动机26被停止时，直流歪斜误差V_D在这之后变成定值（图20A）。

如上所述，当一转前的数据和现有的数据进行比较时，计数大于“16”，如果输入到计数器82中的计数下降，那么送入计数器82的计数变得小于“16”，在随后的取样时间C之前则不会中断。因此，可以在比现有技术所用的时间更短的时间内完成歪斜伺服控制，即使在原有的取样周期比现有的周期更长时，该歪斜伺服控制也能实施，而且也不会造成该伺服系统的振荡。

当在取样点a的计数“32”输入到计数器82中时，第一比较脉冲P_C1在取样点a之后的各输入时间a₁、a₂、……的数据在W期间内变成高电平“H”。因此，启动脉冲P_EN不能变成高电平“H”，计数器82是处在递减计数方式。期间W之后，第一比较脉冲P_C1的数据变成低电平“L”，这样计数器82是处在递减计数方式。然而，在这种情况下，由于余下的时间小于 (T)/2 ，输入到计数器82中的计数不能变得小于“16”，结果电动机26保持正向运转。

控制信号产生电路80B用来产生控制信号R₂，该信号R₂用于电动机26在反向回转。电路80B的构成同第一产生电路80A相似，将不再描述了。

如前所述，根据本发明的歪斜误差探测电路的第二种体现，由于将现有的数据同一转前的数据彼此比较，以便控制输入到可逆计数器的数据，取样周期显然变短，这样即使该歪斜误差探测线路用于探测低速回转的园盘，该歪斜伺服系统也能避免振荡。因此，可以自始至终地实现稳定的歪斜伺服控制。

此外，因为可以即时探测，直流歪斜误差V_D则保持在阈电平±V₁之内，即使为了提高歪斜伺服控制的准确度而将阈电平的绝对值±V₁取得较小时，也可以防止歪斜伺服系统的振荡。这样有可能实现高精度的歪斜伺服控制。

根据歪斜误差探测电路第二个实例，由于歪斜误差在阈电平±V₁之内，处在歪斜误差探测电路的死区之内，电动机26可以避免过载，电动机26的寿命可以延长。此外，由于30赫兹的交流歪斜误差信号S_q是采用数字式线路滤波，该电路的频率响应特性得到改善。

以上给出的是涉及本发明的单个最佳实施例，显然对于一个熟练技术人员来说，各种变型和变化都是有效的，是与本发明的新的构思精神和范围一致的，致此，本发明的范围应由附上的权项来确定。

Claims (10)

1、用于重现记录在圆盘形记录载体记录面上的信息的一种光信息再现设备包括：

一个装在可倾斜的光学部件上的光学拾取装置，有一个激光光源，用于产生激光光束，和一个光电探测器，用于检测从上述记录面反射的光束和重现记录的信息；一个回转上述记录载体的装置；一个歪斜误差探测器，用于检测记录载体相对于光学拾取装置的歪斜和产生具有直流和交流分量的歪斜误差信号；一个输入该歪斜误差信号的控制电路，产生对应上述歪斜误差信号的直流分量的控制信号；和一个由该控制信号控制的歪斜误差校正器，用于控制上述的光学部件，使得上述拾取装置的光轴保持与该记录面垂直，上述控制电路包括一个比较器，用于比较上述歪斜误差信号的电平和一个阈电平，并产生输出脉冲，该脉冲的宽度对应该歪斜误差信号的直流分量；一个脉冲宽度鉴别器，用于鉴别上述输出脉冲相对于对应上述记录载体回转一周的基准脉冲的宽度。

2、在根据权项1所述的光信息再现设备中，上述比较器包括：一对电平比较电路，用于比较上述歪斜误差信号和上阈（门限）电平以及下阈（门限）电平，并分别产生一对输出脉冲;上述脉冲宽度鉴别器，用于鉴别上述那对输出脉冲和产生控制信号控制上述歪斜误差校正器。

3、在根据权项1所述的光信息再现设备中，上述脉冲宽度鉴别器包括：计数器，上述输出脉冲作为计数启动脉冲输入到上述计数器，上述回转装置的FG脉冲作为计数脉冲输入到上述计数器;门闩电路，用于闭锁上述计数器输出的最高位（MSB）。

4、在根据权项3所述的光信息再现设备中，上述歪斜误差校正器包括一个用于回转上述光学部件的电动机，上述门闩电路的输出送至一个开关，经该开关，一个单向不变的控制信号作用在上述电动机上。

5、在根据权项3所述的光信息再现设备中，上述计数器在上述记录载体每回转一周时清零。

6、在根据权项1所述的光信息再现设备中，上述脉冲宽度鉴别器包括：第一计数器，上述输出脉冲作为计数启动脉冲输入到上述第一计数器中，上述回转装置的FG脉冲作为计数脉冲输入到上述计数器;第二计数器，上述第一计数器的输出在上述记录载体每回转一周时，输入到上述第二计数器中;延迟器，用于上述记录载体的一个回转周期中，延迟上述输出脉冲;一个比较器，用于比较上述延迟器的输入和输出，并用于控制上述第二计数器。

7、在根据权项6所述的光信息再现设备中，上述第二计数器输出的最高位（MSB）作为一个控制信号输入到上述歪斜误差校正器。

8、在根据权项7所述的光信息再现设备中，上述延迟器包括一个移位寄存器，上述FG脉冲作为一个时钟脉冲输入到上述移位寄存器。

9、在根据权项8所述的光信息再现设备中，上述比较器包括一个“异”门（excl  usive  OR  gate），上述移位寄存器的输入和输出送到上述“异”门的输入端，而上述“异”门的输出送到上述第二计数器，上述FG脉冲作为计数脉冲输入到上述第二计数器。

10、在根据权项9所述的光信息再现设备中，上述输出脉冲作为控制信号输入给上述第二计数器以控制其计数方向。

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