CN220368607U - 具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路 - Google Patents
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Abstract
本实用新型涉及一种具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路，该开关电源电路包括输入滤波电路，桥式整流电路(BD1)、反激式电路、无源功率因数校正电路、IC控制器、反馈电路；其中，所述桥式整流电路(BD1)输入端与滤波电路输出端相连；所述无源功率因数校正电路设置在桥式整流电路(BD1)和反激式电路之间；所述功率因数校正电路包括电感L1、三颗二极管D1,D2、D4电容C1,C2、C4、C5和电阻R2；所述反激式电路包括MOS管(Q1),变压器T1初极电感N1、变压器次极电感N2、由二极管D3和电容C3组成的输出整流滤波电路；本实用新型电路，能够提高功率因数降低谐波电流，满足行业对谐波电流规范要求，具有电路结构简单，元器件少，成本低，效率高,更好的EMC优点。
Description
技术领域
本实用新型涉及一种高频开关电源电路，特指一种具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路。
背景技术
目前市场上销售的电动车充电器均为开关电源，因为开关电源具有转换效率高，重量轻等特点，被广泛使用。充电器是一种将交流电转换为低压直流电给电池充电的电源，在转换过程中，首先要将220V交流电整流滤波才能得到一个平稳高压直流电压源，滤波就需要一个大的滤波储能电容，当输入交流电压电位大于滤波储能电容电压时，将对滤波储能电容进行充电此时有交流电压源提供电流，否则就无电流，因此尽管输入电网电压源是正弦波，但是交流电压源电流流通角度确非常小，电流波形是脉冲状图1所示，因此电网瞬间要求提供较大功率，同时这个脉冲电流还会产生高次谐波，造成电网谐波污染干扰其它用电设备，并且增加电网损耗，降低电网传送效率。
现有的电动车充电器电源功率因数校正电路使用图2所示，该电路功率因数较高，但电路结构复杂元器件多并且成本高，不能满足电源低成本小体积化等要求。
实用新型内容
本实用新型要解决的技术问题是：现有功率因数校正电路结构复杂、元器件多且成本高等技术问题，提供一种电路结构简单，成本低，效率高，较好的EMI,并且具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路。
为解决上述技术问题，本实用新型通过以下技术方案来实现：一种具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路，该开关电源电路包括输入滤波电路，桥式整流电路(BD1)、反激式电路、无源功率因数校正电路、IC控制器、反馈电路；所述无源功率因数校正电路设置在桥式整流电路(BD1)和反激式电路之间；所述功率因数校正电路包括电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2；其中：电感L1与二极管D2之间还设有两个节点，靠近电感L1的第一节点依次连接二极管D4负极、电阻R2并接地，电阻R2还并联有电容C4；靠近二极管D2正极端的第二节点则连接电容C5后接地。
具体而言，所述输入滤波电路与输入交流电压源L、N相连，输入滤波电路输出端与桥式整流电路(BD1)的输入端连接；所述桥式整流电路(BD1)输入端与滤波电路输出端相连，桥式整流电路(BD1)输出正端为正极，桥式整流电路(BD1)输出负端为负极，其中负端接地；所述无源功率因数校正电路设置在桥式整流电路(BD1)和反激式电路之间；所述功率因数校正电路包括电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2；所述反激式电路包括MOS管Q1,变压器T1初极电感N1、变压器次极电感N2、由二极管D3和电容C3组成的输出整流滤波电路；桥式整流电路(BD1)输出端正极与电容C1、二极管D1正极、电感L1相连，电容C1另一端与桥式整流电路(BD1)输出负极相连接地，二极管D1负极与C2正极相连，C2负极接地，C2正极与变压器初极电感N1同名端相连，电感L1另一端与二极管D2正极D4负极、电容C5相连，电容C5另一端接地.电阻R2和电容C4与二极管D4正极相连，电阻R2和电容C4另一端接地,D2负极与变压器电感N1非同名端、MOS管Q1漏极相连，MOS管Q1的源极与电阻R1相连,电阻R1另一端接地，MOS管Q1栅极接IC控制器(U1)，变压器次极电感N2非同名端与D2正极相连，电容C3正极与D3负极相连，输出正极Vout+与电容C3正极相连；变压器二次侧电感N2同名端与电容C3负极相连输出负极Vout-；输出整流滤波电路与反馈电路相连，反馈电路与IC控制器(U1)相连。
所述IC控制器(U1)为PWM控制芯片。
本实用新型电路，通过在功率因数校正电路中增加设置由二极管D4、电阻R2、电容C4、电容C5构成的支路，具有高功率因数校正电路并降低二极管D2电压应力及较好的EMC,能够进一步提高功率因数降低谐波电流，满足行业对谐波电流规范要求，整体具有更高的效率和更高的性价比。
附图说明
图1是输入电压、电流与储能滤波电容充放电时序波形图；
图2为现有的高功率因数校正开关电源工作原理图；
图3为本实用新型高功率因数校正工作原理图；
图4为不带有功率因数校正的输入电压电流波形图；
图5为本实用新型高功率因数校正的输入电压电流波形图；
图6是本实用新型中桥式整流后直流脉冲电压V1电压波形，电感L1电流波形。
图7是V1脉冲电压在谷底阶段时,当V4电压大于V3电压(A区范围),V4和V3负电压波形图；
图8是本实用新型V4和V3负电压波形图；
图9是为本实用新型另一种实施钳位V3负电压工作原理图。
具体实施方式
以下结合附图3-图8对本实用新型的具体实施更进一步的说明。
如图3所示，本实用新型所述的一种具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路，该开关电源电路包括输入滤波电路，桥式整流电路(BD1)、反激式电路、无源功率因数校正电路、IC控制器、反馈电路；其中，所述输入滤波电路与输入交流电压源L、N相连，输入滤波电路输出端与桥式整流电路(BD1)的输入端连接；所述桥式整流电路(BD1)输入端与滤波电路输出端相连，桥式整流电路(BD1)输出正端为正极，桥式整流电路(BD1)输出负端为负极，其中负端接地；所述无源功率因数校正电路设置在桥式整流电路(BD1)和反激式电路之间；所述功率因数校正电路包括电感L1、三颗二极管D1,D2、D4电容C1,C2、C4、C5,电阻R2；所述反激式电路包括MOS管Q1,变压器T1初极电感N1、变压器次极电感N2、由二极管D3和电容C3组成的输出整流滤波电路；桥式整流电路(BD1)输出端正极与电容C1、二极管D1正极、电感L1相连，电容C1另一端与桥式整流电路(BD1)输出负极相连接地，二极管D1负极与C2正极相连，C2负极接地，C2正极与变压器初极电感N1同名端相连，电感L1另一端与电容C5、二极管D2正极D4负极相连，C5另一端接地,电阻R2和电容C4与二极管D4正极相连，电阻R2和电容C4另一端接地，D2负极与变压器电感N1非同名端、MOS管Q1漏极相连，MOS管Q1的源极接地，MOS管Q1栅极接IC控制器(U1)，变压器次极电感N2非同名端与D2正极相连，电容C3正极与D3负极相连，输出正极Vout+与电容C3正极相连；变压器二次侧电感N2同名端与电容C3负极相连输出负极Vout-；输出整流滤波电路与反馈电路相连，反馈电路与IC控制器(U1)相连。具有电路结构简单，元器件少，成本低，效率高优点。
具有高功率因数校正电路工作原理如下：
交流输入电压经EMI滤波电路后接桥式整流电路(BD1)输入端,桥式整流电路(BD1)把交流电整流后变成单向脉冲直流电压V1，当V1电压上升到大于电容C2电压时二极管D1导通，电流经二极管D1给电容C2充电，当V2电压等于V1时，二极管D1截止；当IC控制器(U1)工作时，在第一个周期MOS管Q1导通，此时桥式整流(BD1)后直流脉冲电压V1施加到电感L1和二极管D2串联电路上，电流经电感L1、二极管D2、MOS管Q1漏极经源极到地，电感L1中有电流流过，此时电感L1开始储能，同时电容C2正端的电压V2施加在变压器T1原边电感N1上，此时由电容C2储存的电能供电，电流经变压器T1原边电感N1到MOS管Q1漏、源极到地，变压器T1原边电感N1有电流流过，变压器T1二次侧电感N2同名端及打点端极性为“+”非同名端及非打点端极性为“-”,二极管D3截止，此时变压器T1开始储能.当MOS管Q1关闭时，变压器T1各绕组和电感L1感应电动势极性反转，打点端极性由“+”变为“-”，非打点端极性由“-”变为“+”，此时二极管D2导通，电感L1储存的能量通过二极管D2到变压器T1原边电感N1给电容C2充电，变压器T1储存的能量通过N2经二极管D3整流C3滤波，得到Vout+DC输出电压,第一个周期完成.当进入第二个周期时，重复第一个周期动作循环下去，因此V1整个周期范围电感L1、二极管D2都有电流流过，电流流通角度增大，输入交流电压源整个周期范围内都能提供传输功率，也就使输入电流波形接近于输入电压波形，实现高PF低谐波。
结合图6所示，本实用新型中桥式整流后直流脉冲电压V1电压波形、电感L1电流波形：
电感L1储存能量计算公式：W＝1/2L1*I2.L1:电感量，I:电感电流
电感L1的电感量计算公式：Lp＝Vs*dt/dIp.Vs:施加到电感L1上的电压V1，dt:表示开关导通时间，Lp表示电感量.
电感L1的电流算计算公式：ip＝Vs*dt/Lp.
MOS管Q1开关导通时间一定条件下，根据公式：W＝1/2L1*I2，ip＝Vs*dt/dIp,电感量Lp与电感电流dIp成反比，电感L1电感量越小，既电流dIp就越大.当V2电压大于V1电压时,电感L1电流等于电容C2充电电流，既电感L1储存的能量通过二极管D2经变压器T1原边电感N1给电容C2充电电流就越大,既交流输入电压源单位时内提供的电流就越大。
特别是在桥式整流(BD1)后脉冲电压V1波谷时段，当MOS管Q1导通时，MOS管Q1漏极与源极动态短路，MOS管Q1漏极对地电压约等于零伏，输入交流电源经桥式整流(BD1)后直流脉冲电压V1施加到电感L1和二极管D2串联电路上，电流经电感L1、二极管D2、MOS管Q1漏极经源极到地，电感L1开始储能.根据公式：P＝U*I,P：表示输入功率，U；表示输入交流电压，I:表示输入交流电流，既交流电压源周期时间范围内都能提供电流，输入电流跟随输入电压(如图5所示)，交流电整个周期时间范围内都提供传送功率，实现了高PF、低谐波电流。
所述输入滤波电路为EMI滤波电路；所述桥式整流电路(BD1)里面包括四颗二极管，两颗二极管正负极相连为输入端，两颗二极管负极相连为整流桥输出正端为正极，两颗二极管正极相连为整流桥输出负端为负极接地；
所述变压器T1同名端，非同名端：变压器T1各绕组打点端为同名端，非打点端为非同名端；
所述U1(IC)控制器为PWM控制芯片。
本实用新型中，通过在功率因数校正电路中增加设置由二极管D4、电阻R2、电容C4、电容C5构成的支路，具有高功率因数校正电路并降低二极管D2电压应力及较好的EMC，结合图7-图8所示，其工作原理在于：
桥式整流电路(BD1)把交流电整流后变成单向脉冲直流电压V1,当V1脉冲电压在谷底阶段如图7A区(V4电压大于V3电压)，当IC控制器(U1)工作时，在第一个周期MOS管Q1导通，此时桥式整流(BD1)后直流脉冲电压V1施加到电感L1和二极管D2串联电路上，电流经电感L1、二极管D2、MOS管Q1漏极经源极R1到地，电感L1中有电流流过，此时电感L1开始储能，同时电容C2正端电压V2施加在变压器T1原边电感N1上，此时由电容C2储存的电能供电，电流经变压器T1原边电感N1到MOS管Q1漏、源极经R1到地，变压器T1原边电感N1有电流流过，变压器T1二次侧电感N2同名端及打点端极性为“+”非同名端及非打点端极性为“-”,二极管D3截止，此时变压器T1开始储能。当MOS管Q1关闭时，变压器T1各绕组和电感L1感应电动势极性反转，打点端极性由“+”变为“-”，非打点端极性由“-”变为“+”，此时二极管D2正极对地电压V3计算为：
由公式di/dt＝Vs/Lp,Vs:施加到电感L1上的电压V1，dt:表示开关导通时间，di:表示电流.Lp表示电感量.
电感L1储存能量计算公式：W＝1/2L1*I2.L1:电感量，I:表示电流
电感L1的电流计算公式：ip＝Vs*dt/Lp.
V3＝ip/dt*Lp施加在电感L1两端电压越低，既V3对地电压就越低。
MOS管Q1漏极对地电压V4计算公式为:
V4＝(N1/N2*Vout)+Vin+Vlk N1:变压器原边匝数，N2:变压器二次侧匝数.Vout:输出电压Vin:V2电压Vlk:变压器漏感
当V4电压大于V3电压时(如图7A区)，二极管D2截止,此时电感L1经二极管D4负极的对地寄生电容(Ca)和电容C5进行充电，构成串联谐振，振荡频率为：f＝1/[2π√(LC)],L:L1电感量C:寄生电容Ca+C5，
因此电容C容量越大，既振荡频率就越低，EMC就会更好。反之，电容越小，振荡频率就越高，改变电容C5容值，即可改变振荡频率。
电感L1与寄生电容Ca+电容C5构成串联谐振，振荡最大负压幅值约等于负V3电压,二极管D2两端反向电压等于V4+(-V3).当V4电压大于V3电压区间(A区)，V3电压为负时，二极管D4经电阻R2和并联在R2电容C4对地构成RC吸收释放了电感L1能量，钳位了V3负压幅值就降低了二极管D2两端的反向电压.图8为增加二极管D4，电阻R2和电容C4后改善的波形。因此V1整个周期范围只要V4电压大于V3电压，V3负电压都被钳位，降低了二极管D2两端反向电压应力。
如图9所示，在另一种实施例中，二极管D2串联一颗TVS管(瞬态电压抑制二极管)到地，TVS1正极接二极管D2正极，TVS1负极接地.当加在TVS1管两端电压超过TVS管额定电压时，TVS管将雪崩击穿，钳位了两端电压，与RC吸收电路等同效果(D4,R2,C4).
以上实施例仅为本实用新型较优的实施方式，仅用于解释本实用新型，而非限制本实用新型，本领域技术人员在未脱离本实用新型精神实质与原理下所作的任何改变、替换、组合、简化、修饰等，均应为等效的置换方式，均应包含在本实用新型的保护范围内。
Claims (3)
1.一种具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路，该开关电源电路包括输入滤波电路，桥式整流电路(BD1)、反激式电路、无源功率因数校正电路、IC控制器、反馈电路；所述无源功率因数校正电路设置在桥式整流电路(BD1)和反激式电路之间；所述功率因数校正电路包括电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2；其特征在于：电感L1与二极管D2之间还设有两个节点，靠近电感L1的第一节点依次连接二极管D4负极、电阻R2并接地，电阻R2还并联有电容C4；靠近二极管D2正极端的第二节点则连接电容C5后接地。
2.根据权利要求1所述的具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路，其特征在于：所述输入滤波电路与输入交流电压源L、N相连，输入滤波电路输出端与桥式整流电路(BD1)的输入端连接；所述桥式整流电路(BD1)输入端与滤波电路输出端相连，桥式整流电路(BD1)输出正端为正极，桥式整流电路(BD1)输出负端为负极，其中负端接地；所述无源功率因数校正电路设置在桥式整流电路(BD1)和反激式电路之间；所述功率因数校正电路包括电感L1、二极管D1、二极管D2、电容C1、电容C2；所述反激式电路包括MOS管Q1,变压器T1初极电感N1、变压器次极电感N2、由二极管D3和电容C3组成的输出整流滤波电路；桥式整流电路(BD1)输出端正极与电容C1、二极管D1正极、电感L1相连，电容C1另一端与桥式整流电路(BD1)输出负极相连接地，二极管D1负极与C2正极相连，C2负极接地，C2正极与变压器初极电感N1同名端相连，电感L1另一端与二极管D2正极D4负极、电容C5相连，电容C5另一端接地.电阻R2和电容C4与二极管D4正极相连，电阻R2和电容C4另一端接地,D2负极与变压器电感N1非同名端、MOS管Q1漏极相连，MOS管Q1的源极与电阻R1相连,电阻R1另一端接地，MOS管Q1栅极接IC控制器(U1)，变压器次极电感N2非同名端与D2正极相连，电容C3正极与D3负极相连，输出正极Vout+与电容C3正极相连；变压器二次侧电感N2同名端与电容C3负极相连输出负极Vout-；输出整流滤波电路与反馈电路相连，反馈电路与IC控制器(U1)相连。
3.根据权利要求2所述的具有无源功率因数校正电路的反激式开关电源电路，其特征在于：所述IC控制器(U1)为PWM控制芯片。
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