CN215934712U - 一种开关速度可控的门极驱动电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关速度可控的门极驱动电路，包括开关管，以及包括与所述开关管耦接的主体驱动电路，用于控制所述开关管的门极驱动；与所述开关管耦接的开关速度控制电路，用于控制所述开关管的开关频率；所述开关速度控制电路包括与所述开关管耦接的反馈电容；所述开关速度控制电路通过调节所述反馈电容的容值大小来调节所述开关管在开通时的门极电流，和调节所述开关管在关断时漏源电容的充电电流，从而控制所述开关管的开通速度和关断速度。本发明使开关速度和开关损耗之间配合，具有响应速度快，简单可靠的特点。

Description

一种开关速度可控的门极驱动电路

技术领域

本发明涉及电子信息领域，尤其涉及一种开关速度可控的门极驱动电路。

背景技术

开关模式电源(Switch Mode Power Supply，简称SMPS)是一种高频化电能转换装置。开关模式电源不同于线性电源，它利用的切换晶体管多半是在全开模式(饱和区)及全闭模式(截止区)之间切换，这两个模式都有低损耗的特点，解决了热和效率的问题。但随之而来的是高漏源电压变化率dv/dt和漏源电流变化率di/dt导致的电磁干扰(EMI)问题。

解决开关模式电源电磁干扰问题的途径有很多，其中一个重要的手段是从晶体管驱动为切入点，从源头上降低漏源电压变化率dv/dt和漏源电流变化率di/dt。最常见的一种方法是调节门极驱动电阻Rg，减小驱动电流，降低开关速度；另一种方法是在门极并联电容，同样可以降低开通和关断的速度。

此外，还有一种方法是在开关管的输出并联电容，如在MOS管的漏极和源极之间并联电容；这种方法可以降低关断的漏源电压变化率dv/dt，而对开通的漏源电压变化率dv/dt影响不大；产生这种情况是因为MOS管在开通时的漏源电压变化率dv/dt更多取决于栅极寄生电容Cgd。通常情况下，为了降低开关速度而选择增大栅极寄生电容Cgd，的确可以有效地减缓开通和关断的漏源电压变化率dv/dt，但是在半桥单元结构中容易引发上下管串通的问题，轻则增加开关损耗，重则烧坏器件，使得可靠性严重降低。

传统的调节门极驱动电阻Rg的方法虽然可以降低开通速度，但付出的代价是牺牲了开关损耗。以及，改变门极驱动电阻Rg本质上只有一个自由度，无法分别独立改变漏源电压变化率dv/dt和漏源电流变化率di/dt。例如，附图1给出的常规门极驱动电路是一种典型的电压源串联电阻驱动电路，即传统的双脉冲电路，附图2给出了对应的开通和关断过程。

如附图1和附图2所示，在第一时刻t1开通驱动信号来临，此时门极电压Vgs开始上升；在第二时刻t2，门极电压Vgs到达开通阈值电压Vth，开关管Q开始导通；而由于寄生电容和二极管的反向恢复现象，第二时刻t2到第三时刻t3之间流经开关管Q的漏源电流isd有个尖峰；第三时刻t3之后，漏源电流isd近似于等于负载电流，漏源电压Vds开始下降到0，直至第四时刻t4完全下降至0。在第三时刻t3和第四时刻t4之间，门极电压Vgs近似不变，此时的这个电压称之为米勒平台电压Vpl，驱动提供的电流全部流经栅极寄生电容Cgd。在第四时刻t4之后，门极电压Vgs继续上升至稳态，稳态即对应第五时刻t5。

如附图1和附图2所示，关断过程和开通过程相反。在第六时刻t6关断驱动信号来临，则门极电压Vgs下降，在第七时刻t7，门极电压Vgs等于米勒平台电压Vpl，此时漏源电压Vds上升，流经栅极寄生电容Cgd的电流等于门极驱动电阻Rg上的电流。在第八时刻t8，漏源电压Vds上升到稳定电压，漏源电流isd开始下降，同时门极电压Vgs也逐渐下降，直到第九时刻t9漏源电流isd降为0，门极电压Vgs低于开通阈值。在第九时刻t9到第十时刻t10，门极电压Vgs继续降低，直至第十时刻t10降低至0。

采用常规增大门极驱动电阻Rg来缓解开关速度会使得现在的以上每个过程都变得较慢。如附图3所示，在开通过程中，虚线代表增大门极驱动电阻Rg对应的时序。由于门极驱动电阻Rg增大，故使得从开通阈值到米勒平台的门极充电电流变小，漏源电流变化率di/dt过程变缓。同样的，米勒平台时期的电流亦被电阻限制住。栅极寄生电容Cgd上的漏源电压变化率dv/dt变缓，而输出电压的漏源电压变化率dv/dt和米勒电容电压变化率是一致的。

然而在实际应用中，传导的共膜干扰有时仅需要降低漏源电压变化率dv/dt，采用门极驱动电阻Rg调整的方法增加了漏源电流变化率di/dt过程的时间，带来额外的开关损耗，加剧了散热的问题。同时，该方法也增加了开通的延时时间，对控制的稳定性也产生潜在的不理因素。

发明内容

本发明针对现有技术中的不足，提供一种开关速度可控的门极驱动电路。

为了解决上述技术问题，本发明通过下述技术方案得以解决：

本发明提供一种门极驱动电路，包括：开关管；与所述开关管耦接的主体驱动电路，用于控制所述开关管的门极驱动；以及与所述开关管耦接的开关速度控制电路，用于控制所述开关管的开关速度。其中，所述开关速度控制电路包括与所述开关管耦接的反馈电容；所述开关速度控制电路通过调节所述反馈电容容值大小来调节所述开关管在开通时的门极电流，和调节所述开关管在关断时漏源电容的充电电流，从而控制所述开关管的开通速度和关断速度。

可选的，所述开关速度控制电路还包括第一二极管和第二二极管；所述第二二极管的阳极与所述开关管的门极耦接，所述反馈电容耦接在所述第二二极管的阴极和所述开关管的漏极之间；所述第二二极管的阴极还耦接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极耦接驱动辅助电源的正极。

可选的，所述主体驱动电路包括门极驱动电阻、脉冲驱动源和所述辅助电源；所述门极驱动电阻耦接于所述脉冲驱动源的输出端与所述开关管的门极之间；所述门极驱动电阻与所述开关管的门极耦接；所述脉冲驱动源的接地极与所述辅助电源的接地极耦接所述开关管的源极。

可选的，所述开关管的源极通过负压接地。

可选的，在所述第二二极管的阴极与所述反馈电容之间电性接入第一阻尼电阻或磁珠，所述第二二极管的阴极与所述第一阻尼电阻的公共连接耦接所述第一二极管的阳极。

可选的，在所述第二二极管的阴极与所述反馈电容之间电性接入第二阻尼电阻或磁珠，所述反馈电容与所述第二阻尼电阻的公共连接耦接所述第一二极管的阳极。

可选的，所述门极驱动电阻两端并联门极关断串联电路；所述门极关断串联电路包括串联连接的门极关断电阻和第四二极管，所述第四二极管的阳极与所述开关管门极耦接，所述第四二极管的阴极与所述脉冲驱动源耦接。

本发明还公开一种半桥驱动电路，包括用于驱动上开关管的第一门极驱动电路和驱动下开关管的第二门极驱动电路；所述第一门极驱动电路和所述第二门极驱动电路分别为如前面任一所述的门级驱动电路。

1、本发明在门极驱动电阻固定的情况下，通过调节反馈电容的大小来调节开光管的漏源电压变化率，从而实现调节开关管的开关速度。

2、本发明能够在降低开关速度的同时，使开通过程和关断过程中产生的损耗不至于过大，从而实现开关速度和开关损耗之间的平衡。

3、本发明通过调节门极驱动电阻的阻值来决定漏源电流的变化速率，即漏源电流变化率。因此，本实施例可以独立地控制开关管的漏源电流变化率和漏源电压变化率。具有响应速度快，简单可靠的特点。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1示出了背景技术中常规门极驱动电路的电路示意图；

图2是常规门极驱动电路的开通和关断过程波形图；

图3是常规门极驱动电路在增大门极驱动电阻后的开通过程波形图；

图4示出了本发明的实施例一和实施例七的门极驱动电路的电路示意图；

图5示出了本发明的实施例一和实施例七的门极驱动电路的在开通过程中电流走向示意图；

图6示出了本发明的实施例一和实施例七的门极驱动电路的在关断过程中电流走向示意图；

图7示出了本发明的实施例一和实施例七的门极驱动电路的开通和关断过程波形图；

图8示出了本发明的实施例二的门极驱动电路的电路示意图；

图9示出了本发明的实施例三的门极驱动电路的电路示意图；

图10示出了本发明的实施例四的门极驱动电路的电路示意图；

图11示出了本发明的实施例五的门极驱动电路的电路示意图；

图12示出了本发明的实施例六的门极驱动电路的电路示意图；

图13示出了本发明的实施例七的门极驱动方法的步骤示意图

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例的附图，对本发明实施例的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

除非另作定义，此处使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。

说明书中的“耦接”或“连接”既包含直接连接，也包含间接连接。间接连接为通过中间媒介进行的连接如通过电传导媒介进行的连接，其可具有寄生电感或寄生电容；间接连接还可包括在实现相同或相似功能目的的基础上通过其他有源器件或无源器件的连接，如通过开关、跟随电路等电路或部件的连接。

应当理解的，实施例一和实施例七中参考的附图4和附图7中，漏源电流ids在附图7中以isd表示，为漏源电流ids的电流反向。

实施例一：

本实施例公开一种开关速度可控的门极驱动电路，能够在传统的电压门极驱动电路的基础上，通过增加少量器件来实现对漏源电流变化率di/dt和漏源电压变化率dv/dt的独立控制，即能够能够在保证原有漏源电流变化率di/dt不变的情况下单独改变漏源电压变化率dv/dt，从而在开关速度和开关损耗之间获得更好的平衡。其中，漏源电流变化率di/dt为漏源电流ids的变化速率；漏源电压变化率dv/dt为开关管Q1的漏源电压Vds的变化速率。本发明能够在降低开关速度的同时，使开关损耗不过分增加。其中，开关管Q1开关速度包括开通速度和关断速度。

在一个实施例中，如附图4所示，门极驱动电路包括主体驱动电路200、开关速度控制电路100和开关管Q1。主体驱动电路200与开关管Q1耦接，并用于控制开关管Q1的门极驱动；开关速度控制电路100与开关管Q1耦接，并用于控制开关管Q1的开关频率。此外，开关速度控制电路100包括与开关管Q1耦接的反馈电容Cfb，开关速度控制电路100通过改变反馈电容Cfb的充电方向和容值大小来改变开关管Q1在开通时的门极电流igs，和改变开关管Q1在关断时漏源电容Cds的充电电流，从而控制开关管Q1的开通速度和关断速度，即控制开关管Q1的开关速度。

在一个实施例中，如附图4所示，开关速度控制电路100还包括第一二极管D1和第二二极管D2。其中，第二二极管D2阳极与开关管Q1门极耦接，反馈电容Cfb耦接在第二二极管D2阴极和开关管Q1漏极之间，同时第二二极管D2阴极还耦接第一二极管D1阳极，即反馈电容Cfb、第一二极管D1阳极和第二二极管D2阴极共同电性连接在一端；第一二极管D1的阴极耦接驱动辅助电源VDD的正极

在一个实施例中，如附图4所示，主体驱动电路200包括门极驱动电阻Rg、脉冲驱动源VPWM和辅助电源VDD。门极驱动电阻Rg耦接于脉冲驱动源VPWM的输出端与开关管Q1门极之间，同时门极驱动电阻Rg还耦接第二二极管D2阳极，即门极驱动电阻Rg、开关管Q1门极和第二二极管D2阳极共同电性连接在一端。脉冲驱动源VPWM的的接地极与辅助电源VDD的接地极耦接开关管Q1源极。主体驱动电路200通过改变门极驱动电阻Rg阻值来改变开关管Q1的驱动电流。此外，开关管Q1漏极接入直流电源Vdc。本实施例的门极驱动电路包括第三二极管D3和负载(本实施例的负载采用电感L)，第三二极管D3阳极与开关管Q1漏极耦接，第三二极管D3阴极与直流电源Vdc正极耦接。电感L并联在第三二极管D3两端。

开关管Q1在开通过程中，工作方式如附图5的等效电路图和附图7的工作波形图所示，电流通路如附图5的虚线所示。其中，附图7中实线为本实施例的开通与关断过程，与实线在同一时间坐标下的虚线部分为用于参考的传统的双脉冲电路的开通与关断过程示意。开通过程包括第一开通阶段、第二开通阶段和第三开通阶段。

第一开通阶段：在从第一时刻T1到第三时刻T3的阶段过程中，本实施例的门极驱动电路的工作模式与常规的门极驱动电路的工作模式并无差别。故在此阶段，本实施例可以通过调节的门极驱动电阻Rg的阻值来获取能够满足开关管Q1开通所需的漏源电流变化率di/dt，其中漏源电流变化率di/dt即流经开关管Q1的漏源电流ids的变化速率。

第二开通阶段：在从第三时刻T3到第四时刻T4的米勒平台阶段过程中，第二二极管D2导通。由于反馈电容Cfb的反馈电流ifb变化符合公式：ifb＝Cfb×(dv1/dt)，其中公式中“dv1/dt”为反馈电容Cfb两端的反馈电压变化率(即反馈电压Vfb的变化速率)，公式中“Cfb”指代反馈电容Cfb的大小，公式中“ifb”指代反馈电流ifb的大小。第二二极管D2所在线路给反馈电容Cfb提供反馈电流ifb，使反馈电容Cfb上的反馈电压变化率dv1/dt获得其变化所需要的反馈电流ifb。由于流经门极驱动电阻Rg的电流有部分被反馈电容Cfb抽走，故原本应该提供给开关管Q1的门极电流igs减少，使得开关管Q1的开通速度降低。其中，反馈电容Cfb的容值大小决定其从开关管Q1门极处抽取的电流量；不同容值的反馈电容Cfb，从开关管Q1门极抽取的电流大小不同。因此，在门极驱动电阻Rg固定的情况下，调节反馈电容Cfb的容值大小可以调节反馈电容Cfb获得的反馈电流ifb的大小，从而调节开关管Q1获得的门极电流igs的大小，从而可以调节开关管Q1的漏源电压变化率dv/dt，达到调节开关管Q1的开通速度的目的。

与此同时，由于第二开通阶段的流经反馈电容Cfb的反馈电流ifb还会流经开关管Q1，即会从开关管Q1漏极流经开关管Q1，使增加了开关管Q1的开通电流，最终使得开通损耗增加，这等效于加了开关管Q1的栅极寄生电容Cgd。

第三开通阶段：在第四时刻T4到第五时刻T5的阶段过程中，脉冲驱动源VPWM提供的驱动电流主要用于给开关管Q1的栅极寄生电容Cgd充电，而由于开关管Q1的栅源电容Cgs远大于反馈电容Cfb，故此阶段过程和传统的驱动方式没有差别。

开关管Q1在关断过程中，工作方式如附图6的等效电路图和附图7的工作波形图所示，电流通路如附图6的虚线箭头所示，包括第一关断阶段、第二关断阶段和第三关断阶段。

第一关断阶段：在第六时刻T6至第七时刻T7的阶段过程中，本实施例的门极驱动电路的工作模式与常规驱动并无差异，故在此阶段，可以通过调节的门极驱动电阻Rg阻值来决定开关管Q1的漏源电流变化率di/dt。

第二关断阶段：在第七时刻T7至第八时刻T8的米勒平台阶段过程中，第一二极管D1导通。根据反馈电容Cfb的反馈电流ifb变化公式，第一二极管D1所在线路给反馈电容Cfb提供反馈电流ifb，使反馈电容Cfb上的反馈电压变化率dv1/dt获得其变化所需要的反馈电流ifb。由于流经开关管Q1的充电电流部分被反馈电容Cfb抽走，故原本应该提供给开关管Q1的漏源电容Cds的充电电流减少，使开关管Q1的关断速度降低。其中，反馈电容Cfb的容值大小决定其从开关管Q1的漏源电容Cds的充电电流中抽取的电流大小；不同容值的反馈电容Cfb，从开关管Q1的漏源电容Cds的充电电流中抽取的电流大小不同。因此，在门极驱动电阻Rg固定的情况下，调节反馈电容Cfb的容值大小可以调节反馈电容Cfb获得的反馈电流ifb的大小，从而调节开关管Q1获得的充电电流的大小，从而可以调节开关管Q1的漏源电压变化率dv/dt，达到调节开关管Q1的关断速度的目的。

与此同时，由于流经开关管Q1的充电电流被反馈电容Cfb分流，故此时开关管Q1的关断损耗减少，这等效于增加了开关管Q1的漏源电容Cds。

因此，开关管Q1在开通过程中，反馈电容Cfb抽取电流对开关管Q1产生的影响等效于增加了开关管Q1的栅极寄生电容Cgd；开关管Q1在关断过程中，反馈电容Cfb抽取电流对开关管Q1产生的影响等效于增加了开关管Q1的漏源电容Cds。故，在第二开通阶段中增加的开通损耗和在本阶段中减少的关断损耗形成部分抵消，使得开通速度降低、关断速度降低的情况下，开关损耗不至于过大，最终达到开关速度和开关损耗的平衡。

第三关断阶段：在第八时刻T8到第十时刻T10的阶段过程中，反馈电容Cfb两端的反馈电压Vfb不变，此时的反馈电容Cfb所在线路等效于开路，因此，此阶段过程与传统的驱动方式没有差别。

综上，本实施例在门极驱动电阻Rg固定的情况下，通过调节反馈电容Cfb的容值大小来改变其获得的反馈电流ifb的大小，从而在开关管Q1开通过程中调节开关管Q1获得的门极电流igs的大小，实现调节开关管Q1速度，使开通速度降低；以及能够在在开关管Q1关断过程中调节开关管Q1获得的充电电流的大小，实现调节开关管Q1关断速度，使关断速度降低。

本实施例能够在降低开通速度和关断速度的同时，使开通过程和关断过程中产生的损耗不至于过大，从而实现开关速度和开关损耗之间的平衡。

本实施例通过调节门极驱动电阻Rg的阻值来决定漏源电流ids的变化速率，即漏源电流变化率di/dt。因此，本实施例可以独立地控制开关管Q1的漏源电流变化率di/dt和漏源电压变化率dv/dt。具有响应速度快，简单可靠的特点。

实施例二：

在本实施例中，在大功率应用领域，由于门极阈值电压会随着温度升高而降低，故为了进一步提高门极驱动电路的驱动可靠性，本实施例在实施例一的基础上，在开关管Q1的源极与脉冲驱动源VPWM接地端之间接入关断的负电压，即开关管Q1的源极接入小于0的负电压作为关断电压Voffset，可以提高电路关断的可靠性。实施例一中的门极驱动电路可以兼容本实施例的场合应用，本实施例的参考电路如附图8所示。

实施例三：

本实施例在实施例一的基础上，在第二二极管D2阴极与反馈电容Cfb之间电性接入阻尼电阻或磁珠，第二二极管D2阴极与第一阻尼电阻R1(或磁珠)的公共连接耦接第一二极管D1阳极。本实施例的参考电路如附图9所示。

实施例四：

本实施例在实施例一的基础上，在第二二极管D2阴极与反馈电容Cfb之间电性接入阻尼电阻或磁珠，反馈电容Cfb与第二阻尼电阻R2(或磁珠)的公共连接耦接第一二极管D1阳极。本实施例的参考电路如附图10所示。

在门极驱动电路的开通过程中，反馈电容Cfb所在回路的电流变化速度快，容易引发门极振荡，因此，采用实施例三或实施例四的电路设计可以吸收高频振荡，减少因门极振荡所带来的危害。

实施例五：

本实施例在实施例一的基础上，门极驱动电阻Rg两端并联门极关断串联电路。门极关断串联电路包括串联连接的门极关断电阻Roff和第四二极管D4，第四二极管D4阳极与开关管Q1门极耦接，第四二极管D4阴极与脉冲驱动源VPWM耦接。本实施例的参考电路如附图11所示。本实施例通过增加一个门极关断电阻Roff的设计，能够独立调节开通和关断参数，从而可以独立调节开通和关断的速度。

实施例六：

本实施例公开一种半桥驱动电路，采用实施例一中的门极驱动电路的结构，并通过将两个门极驱动电路耦接而形成本实施例的半桥驱动电路。如附图12所示，本实施例包括彼此耦接的第一门极驱动电路和第二门极驱动电路；第一门极驱动电路的上开关管Q2漏极、第一脉冲驱动源VPWM1接地端和第一辅助电源VDD1接地端彼此耦接形成第一公共端，第一公共端耦接第二门极驱动电路的下开关管Q3源极。

第一门极驱动电路和第二门极驱动电路均具有在开通速度和关断速度降低的同时开关损耗不至于过大的优点，即都具有开关速度和开关损耗之间平衡的优点。因此，本实施例半桥驱动电路具有响应速度快、干扰少的特点，即具有响应速度与抗干扰之间平衡的特点。

本实施例的第一门极驱动电路能够在上开关管Q2开通阶段，通过第一反馈电容Cfb1来减少上开关管Q2门极电流，降低开关速度，等效于增加上开关管Q2的栅极寄生电容；以及在上开关管Q2关断阶段通过第一反馈电容Cfb1来减少上开关管Q2充电电流，降低关断速度，等效于增加上开关管Q1的漏源电容。第二门极驱动电路具有同样特点，故不赘述。因此，本实施例能够在减小开关管的开关速度的同时避免半桥驱动电路上下管串通的风险，提高了电路可靠性。

在其他的半桥驱动电路的实施例中，第一门极驱动电路和第二门极驱动电路还可以采用实施例二、实施例三、实施例四或实施例五的门极驱动电路。

本实施例还公开一种电机系统，该电机系统包括电机和至少一个如本实施例中介绍的的半桥驱动电路。

实施例七：

本实施例公开一种开关速度可控的门极驱动方法，应用于实施例一的门极驱动电路中，参考附图4所示的电路图，以及参考附图7所示的开通与关断过程示意。

本实施例包括附图13所示步骤，应当理解的，本实施例的步骤顺序仅为本发明的其中一种顺序，在其他实施例中还可有其他顺序排布。

步骤S01：脉冲驱动源VPWM在第一时刻T1驱动开通信号来临，门极驱动电路接受开通信号。

开关管Q1的门极电压Vgs开始上升。在第二时刻T2门极电压Vgs到达开通阈值电压Vth，开关管Q1开始导通，漏源电流ids开始上升。由于开关管Q1的漏源电容Cds和寄生二级管的反向恢复现象的影响，在第二时刻T2到第三时刻T3之间，流经开关管Q1的漏源电流ids具有一个尖峰。

第一时刻T1至第三时刻T3过程中，通过选择合适阻值的门极驱动电阻Rg来满足开关管Q1开通所需的漏源电流变化率di/dt，其中漏源电流变化率di/dt即流经开关管Q1漏源电容Cds的漏源电流ids的变化率。

步骤S02：第二二极管D2导通，流经反馈电容Cfb的电流流向开关管Q1的漏极。

在开通信号作用下，开关速度控制电路100的电流方向如附图5所示。

开通信号为脉冲驱动源VPWM所提供的驱动电流，此时驱动电流在流经门极驱动电阻Rg后从第二二极管D2的阳极流向阴极，第二二极管D2导通，第一二极管D1关断，导通的第二二极管D2使得原本应该流向开关管Q1门极的驱动电流有一部分流向了反馈电容Cfb。

步骤S03：在开通的米勒平台阶段，导通的第二二极管D2使反馈电容Cfb从开关管Q1的门极电流igs处分流，从而调节开关管Q1在开通时的门极电流igs，来控制开关管Q1在开通时的电压变化，从而控制开关管Q1的开通速度。接入的反馈电容Cfb容值越大，开关管Q1的开通速度越慢。

第三时刻T3漏源电流ids近似等于负载电流IL，开关管Q1的漏源电压Vds开始下降，并在第四时刻T4漏源电压Vds下降到零。其中，如附图4所示，负载电流IL是指流经电感L的电流。此外，在第三时刻T3到第四时刻T4过程中，门极电压Vgs上升至米勒平台电压Vpl并保持近似不变，故此时为米勒平台阶段。在此阶段中，脉冲驱动源VPWM所提供的驱动电流流经门极驱动电阻Rg后流向开关管Q1门极，而由于导通的第二二极管D2使得原本应该流向开关管Q1门极的驱动电流有一部分流向了反馈电容Cfb，故反馈电容Cfb上的反馈电压变化率dv1/dt获得其变化所需要的反馈电流ifb。因此，原本应该提供给开关管Q1的门极电流igs减少，使得开关管Q1的开通速度降低。

其中，不同容值的反馈电容Cfb，从开关管Q1门极抽取的驱动电流大小不同。因此，在门极驱动电阻Rg固定的情况下，调节反馈电容Cfb的大小可以调节开关管Q1获得的门极电流igs的大小，从而调剂漏源电压变化率dv/dt，达到可以调节开关管Q1的开通速度的目的。

第四时刻T4门极电压Vgs继续上升，并在第五时刻T5上升至稳态。此阶段中脉冲驱动源VPWM提供的驱动电流主要用于给开关管Q1的栅极寄生电容Cgd充电，而由于开关管Q1的栅源电容Cgs远大于反馈电容Cfb，故此阶段过程和传统的驱动方式没有差别。

步骤S04：脉冲驱动源VPWM在第六时刻T6驱动关断信号来临，门极驱动电路接受关断信号。

开关管Q1的门极电压Vgs开始下降。在第六时刻T6至第七时刻T7过程中，通过选择合适阻值的门极驱动电阻Rg来满足开关管Q1开通所需的漏源电流变化率di/dt。

步骤S05：第一二极管D1导通，流经反馈电容Cfb的电流流向第一二极管D1。

在关断信号作用下，开关速度控制电路100的电流方向如附图6所示。

关断信号为脉冲驱动源VPWM所提供的驱动电流，由于关断信号和开通信号方向相反，故此时的驱动电流方向使第二二极管D2关断，第一二极管D1导通，导通的第一二极管D1使原本应该流向开关管Q1的充电电流分出一部分流向反馈电容Cfb。

步骤S06：在关断的漏源极电压变化阶段，导通的第一二极管D1使反馈电容Cfb从开关管Q1的充电电流处分流，通过控制开关管Q1在关断时的漏源电容Cds的充电电流，来控制开关管Q1在关断时的电压变化，从而控制关断速度。接入的反馈电容Cfb容值越大，关断速度越慢。

在第七时刻T7，门极电压Vgs下降至米勒平台电压Vpl，此时漏源电压Vds开始上升。在此过程中，由于导通的第一二极管D1使原本应该流向开关管Q1的充电电流分出一部分流向反馈电容Cfb，故反馈电容Cfb上的反馈电压变化率dv1/dt获得其变化所需要的反馈电流ifb。由于流经开关管Q1的充电电流部分被反馈电容Cfb抽走，故原本应该提供给开关管Q1的漏源电容Cds的充电电流减少，使开关管Q1的关断速度降低。在门极驱动电阻Rg固定的情况下，调节反馈电容Cfb的容值大小可以调节开关管Q1获得的充电电流的大小，从而调剂漏源电压变化率dv/dt，达到调节开关管Q1的关断速度的目的。

第八时刻T8漏源电压Vds上升至稳定电压，漏源电流ids开始下降，同时门极电压Vgs也开始下降，并在第九时刻T9漏源电流ids下降为零，此时门极电压Vgs低于开通阈值电压Vth。在第九时刻T9至第十时刻T10，门极电压Vgs继续降低，并在第十时刻T10降低至零。在第八时刻T8到第十时刻T10的阶段过程中，反馈电容Cfb两端的反馈电压Vfb不变，此时的反馈电容Cfb所在线路等效于开路，因此，此阶段过程与传统的驱动方式没有差别。

综上，本实施例在门极驱动电阻Rg固定的情况下，通过调节反馈电容Cfb的大小来调节开光管的漏源电压变化率dv/dt，从而实现调节开关管Q1的开关速度。

此外，本实施例能够在降低开关速度的同时，使开通过程和关断过程中产生的损耗不至于过大，从而实现开关速度和开关损耗之间的平衡。

本实施例通过调节门极驱动电阻Rg的阻值来决定漏源电流ids的变化速率，即漏源电流变化率di/dt。因此，本实施例可以独立地控制开关管Q1的漏源电流变化率di/dt和漏源电压变化率dv/dt。具有响应速度快，简单可靠的特点。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明申请专利范围所作的均等变化与修饰，皆应属本发明专利的涵盖范围。

Claims (8)

1.一种门极驱动电路，其特征在于，包括：

开关管；

与所述开关管耦接的主体驱动电路，用于控制所述开关管的门极驱动；以及

与所述开关管耦接的开关速度控制电路，用于控制所述开关管的开关速度；

其中，所述开关速度控制电路包括与所述开关管耦接的反馈电容；所述开关速度控制电路通过调节所述反馈电容的容值大小来调节所述开关管在开通时的门极电流，和来调节所述开关管在关断时漏源电容的充电电流，从而控制所述开关管的开通速度和关断速度。

2.根据权利要求1所述的一种门极驱动电路，其特征在于，所述开关速度控制电路还包括第一二极管和第二二极管；

所述第二二极管的阳极与所述开关管的门极耦接，所述反馈电容耦接在所述第二二极管的阴极和所述开关管的漏极之间；

所述第二二极管的阴极还耦接所述第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极耦接辅助电源的正极。

3.根据权利要求2所述的一种门极驱动电路，其特征在于，所述主体驱动电路包括门极驱动电阻、脉冲驱动源和所述辅助电源；

所述门极驱动电阻耦接于所述脉冲驱动源的输出端与所述开关管的门极之间；所述门极驱动电阻与所述开关管的门极耦接；所述脉冲驱动源的接地极与所述辅助电源的接地极耦接所述开关管的源极。

4.根据权利要求3所述的一种门极驱动电路，其特征在于，所述开关管的源极通过负压接地。

5.根据权利要求3所述的一种门极驱动电路，其特征在于，在所述第二二极管的阴极与所述反馈电容之间电性接入第一阻尼电阻或磁珠，所述第二二极管的阴极与所述第一阻尼电阻的公共连接耦接所述第一二极管的阳极。

6.根据权利要求3所述的一种门极驱动电路，其特征在于，在所述第二二极管的阴极与所述反馈电容之间电性接入第二阻尼电阻或磁珠，所述反馈电容与所述第二阻尼电阻的公共连接耦接所述第一二极管的阳极。

7.根据权利要求3所述的一种门极驱动电路，其特征在于，所述门极驱动电阻两端并联门极关断串联电路；所述门极关断串联电路包括串联连接的门极关断电阻和第四二极管，所述第四二极管的阳极与所述开关管门极耦接，所述第四二极管的阴极与所述脉冲驱动源耦接。

8.一种半桥驱动电路，其特征在于，包括用于驱动上开关管的第一门极驱动电路和驱动下开关管的第二门极驱动电路；所述第一门极驱动电路和所述第二门极驱动电路分别为如权利要求1-7任一所述的门级驱动电路。

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