CN215682135U - 用于开关电压调节器的控制设备以及开关电压调节器 - Google Patents

用于开关电压调节器的控制设备以及开关电压调节器 Download PDF

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Abstract

本公开涉及用于开关电压调节器的控制设备以及开关电压调节器。一种控制电路，其中生成误差信号，误差信号表示开关电路的输出电压与标称信号之间的差；生成单个控制信号，单个控制信号表示误差信号的平均误差；单个控制信号与第一周期性基准信号和第二周期性基准信号进行比较；由降压调制器生成第一脉冲宽度调制信号；并且由升压调制器生成第二脉冲宽度调制信号。在降压控制模式与升压控制模式之间的瞬态控制模式下，第一周期性基准信号的最大值和第二周期性基准信号的最小值分别高于和低于单个控制信号。本公开的实施例可以改进效率并减小过渡区中的电压纹波。

Description

用于开关电压调节器的控制设备以及开关电压调节器
技术领域
本实用新型涉及一种用于开关电压调节器的控制设备以及开关电压调节器。
背景技术
众所周知，开关电压调节器根据不同的方案工作，最普遍的是降压 (减压器或步降)和升压(提升器或步升)控制模式。还已知取决于输入电压的值，并且特别地取决于输入电压相对于输出电压的关系(更高或更低)在调节器的不同操作阶段中使用两种控制模式的调节器(所谓的降压-升压)。
这种类型的开关电压调节器基于占空比的调节，即开关的导通和关断时间，并且可以由图1中所示的普通框图表示。
图1的电压调节器1包括开关电路2和控制设备3。
在此，开关电路2由第一半桥4和第二半桥5形成。第一半桥4由第一高侧开关(第一HSS 11)和第一低侧开关(第一LSS 12)形成，其在第一输入端子6和第二输入端子7之间彼此串联耦合。输入电压Vi 被施加在第一输入端子6和第二输入端子7之间；第二端子7耦合到基准电位线(地)8。
第二半桥5由第二高侧开关(第二HSS 13)和第二低侧开关(第二 LSS 14)形成，其在输出节点9和第二输入端子7之间彼此串联耦合。在输出节点9上存在以地为基准的输出电压Vo，并且被提供给负载10。
电感器15耦合在第一半桥4和第二半桥5的中间节点之间。
控制设备3包括误差放大器20，误差放大器20具有耦合到输出节点9的输入和耦合到基准电压源21的输入，基准电压源21提供基准电压VR。误差放大器20(例如运算放大器)将输出电压Vo(或其一部分) 与基准电压VR进行比较，并且输出误差信号，误差信号由积分器级22 (例如，未示出的RC电路)积分并且被提供给脉冲宽度调制器(PWM 调制器23)。
PWM调制器23还接收由三角信号生成器25生成的三角(或锯齿) 信号TR，并且生成开关信号，通过相应的驱动电路26、27，基于所使用的控制类型，该开关信号被用于控制开关11-13的导通和关断。特别地，基于三角信号TR等于经积分的误差信号的时刻，调制器23生成用于开关11-13的矩形(开-关)开关信号。
在该电路中，三角信号生成器25确定电压调节器1的工作频率，并且PWM调制器23确定矩形脉冲的持续时间并因此确定电压调节器1的占空比。
例如，图2、图3、图4是指由控制设备3’实施的降压类型的控制。特别地，在图2中，图1的误差放大器20由减法节点30(生成误差电压信号VE)和跨导放大器31(生成误差电流信号IE)实施；图1的积分器级22由比例积分控制器32(生成电压控制信号VC)实施，并且PWM调制器由降压调制器33实施，降压调制器33接收具有周期T的三角信号TR并且生成彼此相反的第一开关信号TON和第二开关信号 TOFF，如下文所描述的。在开关电路2中，开关11-14由N沟道MOSFET 晶体管实施，由与图1的开关11-14相同的附图标记标识。开关电路2 还包括耦合在第二LSS 12、14与地之间的感测电阻器35，并且包括放大器36(图4)，放大器36具有跨感测电阻器35耦合的输入，并且输出检测电压VCS。感测电阻器35和放大器36形成感测电路37，其是稍后讨论的电流稳定环的一部分。
在降压操作模式下，第二半桥5不切换；特别地，第二HSS 13总是导通，并且第二LSS 14总是关断。第一HSS 11和第一LSS 12以相反的方式切换，并且分别接收第一开关信号TON和第二开关信号TOFF，如图3所示。
图2的电压调节器1’被配置成利用大于输出电压Vo的输入电压Vi 工作。
还参考图3，并且暂时忽略稳定环的行动的时刻，降压调制器33生成第一开关信号TON，使得当电压控制信号VC大于三角信号TR时其为高，并且当电压控制信号VC低于三角信号TR时其为低(参见图3 的前两个控制循环，在时刻t1和t4之间)。
特别地，也如图4中所示，在t1和t2之间的时间间隔中，电压控制信号VC高于三角信号TR，第一开关信号TON为1，并且第二开关信号TOFF为0。因此，在开关电路2中，第一HSS11导通，第一LSS 12 关断，并且电流在第一HSS 11、电感器15和第二HSS 13中流动，如由图4中的虚线所示。由于电感器15上的电压为正并且等于(Vi-Vo)，因此电感器15中的电流IL以斜率(Vi-Vo)/L线性增长(其中L为电感器 15的电感)。
在时间t2，第一开关信号TON和第二开关信号TOFF切换；第一 HSS 11关断，第一LSS 12导通，并且电感器电流在第一LSS 12、电感器15和第二HSS 13中流动，如由图4中的虚线所示。在t2和t3之间的时间间隔中，由于电感器15上的电压为负且等于-Vo，所以通过电感器15的电感器电流IL以斜率-Vo/L线性减小。
在时间t3，电压调节器1’再次切换，并且在时间间隔t3-t4中，开关电路2如上面针对时间间隔t1-t2所描述的那样表现。在这种情况下，由于电压控制信号VC较高，所以时间间隔t3-t4比时间间隔t1-t2长(因此占空比增大)。
在输出电压Vo基本稳定的情况下，电压调节器1’因此修改开关 11-14的导通-关断时间以将输出电压Vo维持在期望值附近。
在电压调节器1’中，感测电阻器35检测电感器15中的电流IL，并且通过放大器36将检测电压VCS提供给降压调制器33。只要检测电压VCS低于阈值，稳定环就不干预。在检测电压VCS超过阈值时(例如，由于输出电流的显著变化，例如由于负载的变化)，降压调制器33 将附加的升压电压(VADD)注入到三角信号TR中，从而生成经修改的三角信号TR’，三角信号TR’与电压控制信号VC进行比较。例如， VADD＝-kVCS，其中k是常数，并且VCS是由感测电路37检测的电压。实际上，经修改的三角信号TR’相对于三角信号TR向上移位并且导致跟随的时间间隔t5-t6(当第一开关信号TON为高时)缩短，这允许开关电路2更快地返回到稳定状态。
利用图2-图4的降压调节，当电感器电流IL从地8流过感测电阻器 35时，电感器电流IL的检测在三角信号TR和TR’的谷点(时刻t1、t3 等)处发生。
电压调节器1’具有由等式(1)给出的占空比VO/Vi：
Figure DEST_PATH_GDF0000014399590000041
其中，ΔTON是信号TON在周期T中为高的时间。
图5、图6、图7是指升压类型的控制。
图6的电压调节器(由1”指示)具有与图2的电压调节器10非常相似的结构，但是降压调制器33由升压调制器38代替。因此，其他组件用相同的附图标记标识，并且将不再描述。
在升压操作模式下，第一半桥4不切换；特别地，第一HSS 11总是导通，并且第一LSS 12总是关断。第二HSS 13和第二LSS 14以相反的方式切换，并且分别接收图6中所示的第一开关信号TON和第二开关信号TOFF。
图2的控制设备3”被配置成利用低于输出电压Vo的输入电压Vi工作，并且以与电压调节器10类似的方式操作，如从图6中所示的主电气量的绘图中所看到的。
特别地，电压控制信号VC与经修改的三角信号TR’进行比较，以生成分别提供给第二LSS 14和第二HSS 13的第一开关信号TON和第二开关信号TOFF。
在时间间隔t1-t2中，第二HSS 13关断，第二LSS 14导通，并且电流流入第一HSS11、在电感器15和第二LSS 14中，如由图7中的虚线所示的。因此，电感器15上的电压为正(等于Vi)，电感器15中的电流IL以斜率Vi/L线性增长。
在时刻t2，第一开关信号TON和第二开关信号TOFF切换；第二 HSS 13导通，第二LSS 14关断，并且电流在第一HSS 11、电感器15 和第二HSS 13中流动，如由图7中的虚线所示的，类似于图3和图4 的时间间隔t1-t2。在时间间隔t2-t3中，由于电感器15上的电压为负并且等于Vi-Vo，因此电感器15中的电流以斜率(Vi-Vo)/L线性减小。
然后，控制设备3”修改开关11-14的开关持续时间，以将输出电压Vo维持在期望值附近。
与上文类似，检测电路37检测电感器15中的电流IL，并且将检测电压VCS提供给升压调制器38。当电感器15中的检测电压VCS超过阈值时，升压调制器38在三角信号TR中注入附加的升压电压(VADD)，从而生成经修改的三角信号TR’。例如，VADD＝kVCS，其中k是常数，并且 VCS是由检测电路37测量的电压。同样在这种情况下，实际上，在电流稳定环的干预之后，经修改的三角信号TR’相对于三角信号TR’向上移位，并且允许开关电路2更快地返回到稳定状态。
利用图5-图7的升压调整，当电感器电流IL流过感测电阻器35流向地8时，电感器15中的电流IL的检测在三角信号TR和TR’的峰点(时刻t2、t4等)处发生。
电压调节器1”具有由等式(2)给出的占空比VO/Vi：
Figure DEST_PATH_GDF0000014399590000051
其中ΔTOFF是信号TOFF在周期T中为高的时间，并且DBOOST是电压调节器1”的占空比。
根据另一已知的解决方案，图1的电压调节器1可以以降压-升压模式工作，以能够在输出电压高于、低于或近似等于输入电压时调节输出电压。在这种情况下，电压调节器1使降压控制循环与升压控制循环交替。为此，PWM调制器23包括降压调制器(如图2的降压调制器33) 和升压调制器(如图5的升压调制器38)。此外，PWM调制器23包括未示出的选择电路，其根据工作阶段，选择性地启用降压调制器33或升压调制器38以生成用于两个半桥4、5的开关信号TON、TOFF。
通常，在以降压-升压模式下操作的电压调节器1中，当输入电压 Vi超过输出电压Vo大于第一阈值的值时，降压调制器33被启用并且控制第一半桥4的开启/关闭，以调节输出电压Vo，如参考图2-图4所描述的；反之亦然，当输入电压Vi比输出电压Vo低大于第二阈值的值时，升压调制器38被启用并且控制第二半桥5的开启/关闭，以调节输出电压Vo，如参考图2-图4所描述的。当输入电压Vi和输出电压Vo之间的电压差被包括在第一阈值和第二阈值之间的窗口中时，根据一个解决方案，降压调制器33和升压调制器38在每个调节循环交替，以使第一半桥4和第二半桥5的四个开关11-14导通/关断。
这种类型的调节(使用两个控制回路，该两个控制回路独立且分离地操作，并且以所描述方式交替)在输出电压中会包含相当高的纹波，这是不期望的。
在EP 1837983 A1中描述了另一类型的降压-升压调整，并且生成了图8的波形，其中Vo/Vi是输出电压Vo与输入电压Vi之间的比率；Vi/k 是输入电压Vi的一部分；Do和Di是半桥的占空比；e1是在图1的积分器级22的输出处的经积分的误差，其通过将在输出电压Vo和基准电压VR之间(或在与其成比例的值之间)的误差积分而产生；TR1是经修改的三角波，如果Vo/Vi<e1，则其最大值为Vi/k，否则最大值为e1。
这里，半桥的占空比Di、Do不同，但是与积分误差e1有关。特别地，例如调节第一半桥4的切换的第一占空比Di与积分误差e1和输出电压Vo之间的比率成比例，并且例如调节第二半桥5的切换的第二占空比与输出电压Vo和积分误差e1之间的比率成比例。
尽管可以令人满意地操作以避免快速瞬态和输出电压的突然变化，但该解决方案仍然可以被改进，尤其是在效率方面和过渡区中电压纹波的减小方面。
因此，本实用新型的目的是提供一种克服了现有技术的缺点的用于开关电压调节器的控制设备。
实用新型内容
已知的解决方案在效率方面和过渡区中电压纹波的减小方面仍然可以被改进。因此，需要一种用于开关电压调节器的控制设备至少部分地解决上述问题。
根据本公开的第一方面，提供了一种用于开关电压调节器的控制设备。该开关电压调节器包括开关电路，该控制设备包括：第一输入，被配置成接收测量信号，测量信号表示开关电路的输出电压；误差检测器，被配置成生成误差信号，误差信号表示测量信号与标称信号之间的差；控制器，被耦合到误差检测器，并且被配置成生成单个控制信号，单个控制信号表示误差信号的平均误差；降压调制器，被耦合到控制器，并且被配置成将归一化的单个控制信号与第一周期性基准信号进行比较，并且生成用于开关电路的至少一个第一脉冲宽度调制信号；以及升压调制器，被耦合到控制器，并且被配置成将归一化的单个控制信号与第二周期性基准信号进行比较，并且被配置成生成用于开关电路的至少一个第二脉冲宽度调制信号；其中第一周期性基准信号和第二周期性基准信号具有相同的周期T、相同的振幅范围、相同的相位以及不同的最大值和最小值；其中在升压控制模式下，第一周期性基准信号的最大值低于归一化的单个控制信号；其中在降压控制模式下，第二周期性基准信号的最小值高于归一化的单个控制信号；其中在降压控制模式与升压控制模式之间的瞬态控制模式下，第一周期性基准信号的最大值和第二周期性基准信号的最小值分别高于和低于归一化的单个控制信号；其中在降压控制模式和瞬态控制模式下，第一脉冲宽度调制信号在开控制值和关控制值之间切换；并且其中在升压控制模式和瞬态控制模式下，第二脉冲宽度调制信号在开控制值和关控制值之间切换。
在一个实施例中，第一周期性基准信号和第二周期性基准信号是三角锯齿信号。
在一个实施例中，控制器是比例积分(PI)控制器。
在一个实施例中，控制设备还包括三角信号生成器，三角信号生成器被配置成生成第一周期性基准信号和第二周期性基准信号，三角信号生成器包括：斜坡生成器，被配置成生成斜坡信号作为第一周期性基准信号；偏移生成器，生成偏移信号；以及升压添加节点，被耦合到斜坡生成器和偏移生成器，并且被配置成生成第二周期性基准信号。
在一个实施例中，控制设备还包括升压电路，升压电路包括：第一存储器元件和第二存储器元件，被配置成接收测量信号，分别检测并且存储峰值和谷值，峰值和谷值分别表示第一周期性基准信号和第二周期性基准信号的峰点和谷点处的电流值；降压添加节点，被耦合到第一存储器元件和斜坡生成器；以及升压添加节点，还被耦合到第二存储器元件。
在一个实施例中，控制设备还包括被耦合到降压调制器和升压调制器的布尔电路。
在一个实施例中，降压调制器被配置成生成第三脉冲宽度调制信号，第一脉冲宽度调制信号和第三脉冲宽度调制信号彼此相反，升压调制器被配置成生成第四脉冲宽度调制信号，第二脉冲宽度调制信号和第四脉冲宽度调制信号彼此相反，并且其中布尔电路包括第一或门和第二或门以及第一与门和第二与门，第一或门被配置成接收第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号并且生成第一驱动信号；第一与门被配置成接收第三脉冲宽度调制信号和第四脉冲宽度调制信号并且生成第二驱动信号；第二或门被配置成接收第三脉冲宽度调制信号和第四脉冲宽度调制信号并且生成第三驱动信号；并且第二与门被配置成接收第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号并且生成第四驱动信号。
根据本公开的第二方面，提供了一种开关电压调节器。该开关电压调节器包括控制设备，该控制设备包括：第一输入，被配置成接收测量信号，测量信号表示开关电路的输出电压；误差检测器，被配置成生成误差信号，误差信号表示测量信号与标称信号之间的差；控制器，被耦合到误差检测器，并且被配置成生成单个控制信号，单个控制信号表示误差信号的平均误差；降压调制器，被耦合到控制器，并且被配置成将归一化的单个控制信号与第一周期性基准信号进行比较，并且生成用于开关电路的至少一个第一脉冲宽度调制信号；以及升压调制器，被耦合到控制器，并且被配置成将归一化的单个控制信号与第二周期性基准信号进行比较，并且生成用于开关电路的至少一个第二脉冲宽度调制信号；其中第一周期性基准信号和第二周期性基准信号具有相同的周期T、相同的振幅范围、相同的相位以及不同的最大值和最小值；其中在升压控制模式下，第一周期性基准信号的最大值低于归一化的单个控制信号；其中在降压控制模式下，第二周期性基准信号的最小值高于归一化的单个控制信号；其中在降压控制模式和升压控制模式之间的瞬态控制模式下，第一周期性基准信号的最大值和第二周期性基准信号的最小值分别高于和低于归一化的单个控制信号；其中在降压控制模式和瞬态控制模式下，第一脉冲宽度调制信号在开控制值和关控制值之间切换；并且其中在升压控制模式和瞬态控制模式下，第二脉冲宽度调制信号在开控制值和关控制值之间切换。该开关电压调节器还包括开关电路，该开关电路包括：第一半桥，包括被串联耦合在输入节点与基准电位节点之间的第一开关和第二开关，其中第一开关被配置成接收第一脉冲宽度调制信号，并且第二开关被配置成接收第三脉冲宽度调制信号，第三脉冲宽度调制信号与第一脉冲宽度调制信号相反；第二半桥，包括被串联耦合在输出节点与基准电位节点之间的第三开关和第四开关，其中第三开关被配置成接收第二脉冲宽度调制信号，并且第四开关被配置成接收第四脉冲宽度调制信号，第四脉冲宽度调制信号与第二脉冲宽度调制信号相反；以及电感性元件，被耦合在第一半桥的中间节点与第二半桥的中间节点之间。
在一个实施例中，第一周期性基准信号和第二周期性基准信号是三角锯齿信号。
在一个实施例中，控制器是比例积分(PI)控制器。
在一个实施例中，开关电压调节器还包括三角信号生成器，三角信号生成器被配置成生成第一周期性基准信号和第二周期性基准信号，三角信号生成器包括：斜坡生成器，被配置成生成斜坡信号作为第一周期性基准信号；偏移生成器，生成偏移信号；以及升压添加节点，被耦合到斜坡生成器和偏移生成器，并且被配置成生成第二周期性基准信号。
在一个实施例中，开关电压调节器还包括升压电路，升压电路包括：第一存储器元件和第二存储器元件，被配置成接收测量信号，分别检测并且存储峰值和谷值，峰值和谷值分别表示第一周期性基准信号和第二周期性基准信号的峰点和谷点处的电流值；降压添加节点，被耦合到第一存储器元件和斜坡生成器；以及升压添加节点，还被耦合到第二存储器元件。
在一个实施例中，开关电压调节器还包括被耦合到降压调制器和升压调制器的布尔电路。
本公开的实施例可以改进效率并减小过渡区中的电压纹波。
附图说明
为了理解本实用新型，现在参考附图，仅作为非限制性示例描述本实用新型的实施例，其中：
图1是包括开关电路的已知开关电压调节器的框图；
图2是降压电压调节器的电路图；
图3示出了图2的电路中一些电气量的绘图；
图4示出了图2的降压调节器的开关电路中的电流流动；
图5是升压电压调节器的电路图；
图6示出了图5的电路中的一些电气量的绘图；
图7示出了图5的升压调节器的开关电路中的电流流动；
图8示出了已知的降压-升压调节器中一些电气量的绘图；
图9是本实用新型的电压调节器的示意性电路图；
图10是图9的调节器的一部分的电路图；
图11示出了图9的开关电路的控制信号的绘图；
图12示出了图9的调节器的另一部分的电路图；
图13示出了在由申请人进行的仿真中，在图9的电路中测量的电气量的绘图；以及
图14是图9的调节器的状态图，示出了理想行为和可能的实际行为。
具体实施方式
根据本实用新型，提供了如所附权利要求中限定的用于开关电压调节器的控制设备和控制方法。
实际上，在降压-升压控制模式下，即时控制设备使用两个分离的控制回路来调节开关电路半桥(降压半桥和升压半桥)的操作，每个回路将自己的基准量与单个控制量进行比较。电压控制回路是唯一的，但基于以连续的方式操作的两个分离的调制器。
具体地，与该单个控制量相比，基准量具有相同的波形(特别地，三角形或锯齿形)，具有相同的周期T、相同的相位和相同的振幅范围(如最大值和最小值之间的差)，但彼此移位。特别地，升压模式基准量高于降压模式基准量，并且移位值使得当调节器在降压控制模式下工作时，升压模式基准量总是大于单个比较量；当调节器在升压控制模式下工作时，降压模式基准量始终低于单个比较量；并且在降压-升压控制模式下，降压和升压模式基准量都穿过单个比较量线。
图9和图10示出了降压-升压类型的电压调节器40的一个实施例。
电压调节器40包括开关电路41和控制设备42。开关电路41和控制设备42通常形成在分离的芯片上，但是可以被集成在相同的芯片上。
开关电路41(特别地参见图10)由第一半桥44和第二半桥45形成。
第一半桥44由在输入端子46和公共节点47之间彼此串联耦合的第一高侧开关(第一HSS 51)和第一低侧开关(第一LSS 52)形成。在输入端子46处施加输入电压Vi(以基准电位线(地)48为基准)；公共节点47通过感测电阻器50耦合到地48。
第二半桥45由在输出节点49和公共节点47之间彼此串联耦合的第二高侧开关(第二HSS 53)和第二低侧开关(第二LSS 54)形成。第一 HSS 51和第二HSS 53以及第一LSS 52和第二LSS 54可以例如由N沟道功率MOS晶体管实施为功率MOS器件。
输出节点49提供输出电压Vo，输出电压Vo以地为基准，并且被提供给负载58。
电感器55耦合在第一半桥44和第二半桥45的中间节点56和57 之间。
控制设备42(参见图9)包括减法节点60，减法节点60在非反相输入上接收基准电压VR，并且在反相输入上接收输出电压Vo，并且输出误差电压信号VE。减法节点60的输出耦合到跨导放大器61，跨导放大器61生成误差电流IE＝gm·VE，误差电流被提供给控制器62(这里是比例积分类型的)，从而生成经积分的误差信号(下文也称为控制信号 VC)。
控制器62的输出耦合到降压调制器63和升压调制器64的相应输入，降压调制器63和升压调制器64被配置成接收控制信号VC、由三角信号生成器65生成的第一和第二三角(锯齿)信号sT1和sT2。具体地，如下面参考图11详细说明的，降压调制器63接收控制信号VC和第一三角信号sT1，并且生成第一时序信号TON1和第二时序信号TOFF1；升压调制器64接收控制信号VC和第二三角信号sT2，并且生成第三时序信号 TON2和第四时序信号TOFF2。
三角信号生成器65具有通过运算放大器67(参见图10)耦合到感测电阻器50的输入，以用于实施附加升压的注入，如下面所说明的。
第一三角信号sT1和第二三角信号sT2具有相同的周期T、恒定的最小值和最大值、相同的振幅范围(这里，1V)，但第二三角信号sT2相对于第一三角信号sT1向上移位了偏移电压VOFF；特别地，如图11中所示，偏移电压VOFF为0.75V，第一三角信号sT1在0V和1V之间变化，并且第二三角信号sT2在0.75V和1.75V之间变化。
时序信号TON1、TOFF1、TON2和TOFF2被提供给布尔电路66，以生成用于通过自己的驱动元件76-79来驱动开关51-54的第一、第二、第三和第四驱动信号T1-T4(图10)。
特别地，如图10中所示，布尔电路66包括第一或门70、第一与门 71、第二或门72和第二与门73。
第一或门70接收第一和第三时序信号TON1、TON2，并且生成用于第一HSS 51的第一驱动信号T1；第一与门71接收第二和第四时序信号 TOFF1、TOFF2，并且生成用于第一LSS 52的第二驱动信号T2；第二或门 72接收第二和第四时序信号TOFF1、TOFF2，并且生成用于第二HSS53的第三驱动信号T3；并且第二与门73接收第一和第三时序信号TON1、TON2，并且生成用于第二LSS 54的第四控制信号T4。
现在将参考图10和图11来描述电压调节器40的操作，图10和图 11示出了在输出电压(最初处于低于输入电压Vi的值)出于任何原因增加，由此使得调节器40通过降压-升压控制模式从降压控制模式到升压控制模式时，调节器40的行为。
特别是，图11示出了以下各项的绘图：
通过电感器55的电流IL；
第一三角信号sT1和第二三角信号sT2。可以看出，第二三角信号sT2高于第一三角信号sT1，但是其最小值低于第一三角信号sT1的最大值；
归一化的控制信号VCN＝VC/VM，通过将控制信号VC除以输出电压 Vo的最大值VM获得；
第一至第四时序信号TON1、TOFF1、TON2、TOFF2；以及
第一至第四驱动信号T1-T4。
在图11中，在时间t0之前，调节器40处于降压控制模式；因此，第三和第四时序信号TON2、TOFF2分别为低和高并且不改变状态，并且第一时序信号TON1和第二时序信号TOFF1以相反的方式在高和低状态之间切换。
在时间t0，第一三角信号sT1和第二三角信号sT2处于其相应的最低值，分别低于和高于归一化的控制信号VCN；因此，第一时序信号TON1和第四时序信号TOFF2为高，第二和第三时序信号TOFF1、TON2为低；第一驱动信号T1和第三驱动信号T3为高，使第一HSS 51和第二HSS53 导通；第二驱动信号T2和第四驱动信号T4为低，使第一LSS 52和第二LSS 54关断。因此，控制仍处于降压模式，并且电感器电流IL(从输入端子46，通过第一HSS 51和第二HSS 53和电感器55，流向输出节点49(如图10中由虚线箭头IL1所示))以斜率(Vi-VO)/L线性增加。
在时间t1，第一三角信号sT1达到并且然后超过归一化的控制信号 VCN。因此，第一时序信号TON1切换为低，第二时序信号TOFF1切换为高，而第三和第四时序信号TON2、TOFF2不改变状态。因此，第一驱动信号 T1和第二驱动信号T2分别切换到低和高，这将第一HSS 51关断并且将第一LSS 52导通，而第三驱动信号T3和第四驱动信号T4不改变状态，并且维持第二HSS 53导通和第二LSS 54关断。因此，电感器电流IL从地，通过第一LSS 52、电感器55和第二HSS 53流向输出节点49(如图 10中由虚线箭头IL2所示)，并且以斜率-VO/L线性减小。
在时间t2，第一三角信号sT1和第二三角信号sT2再次达到其相应的最低值。这次，由于归一化的控制信号VCN的增加，三角信号sT1和sT2都变得低于归一化的控制信号VCN，这导致第一时序信号TON1切换为高，第二时序信号TOFF1切换为低，第三时序信号TON2切换为高，以及第四时序信号TOFF2切换为低。因此，调节器40进入降压-升压模式的升压阶段，第一驱动信号T1和第四驱动信号T4切换为高，并且第二驱动信号 T2和第三驱动信号T3切换为低，使第一HSS 51和第四LSS 54导通，并且使第一LSS 52和第二HSS 53关断。因此，电感器电流IL从输入端子46，通过第一HSS 51、第四LS开关54和电感器55流向地48(如图 10中由箭头IL3所示)并且以斜率Vi/L线性增加。
在时间t3，第二三角信号sT2变得高于归一化的控制信号VCN，但是第一三角信号sT1保持低于归一化的控制信号VCN。因此，第一时序信号 TON1保持高，第二时序信号TOFF保持低，第三时序信号TON2切换为低，并且第四时序信号TOFF2切换为高。因此，第一和第二驱动信号T1和T2 分别保持高和低；第三驱动信号T3切换为高，使第一HSS 53导通；并且第四开关信号T4切换为低，使第二LS开关54关断。这里，调节器 40处于降压-升压控制模式，并且电感器电流IL从输入端子46，通过第一HSS 51和第二HSS 53和电感器55，流向输出节点49(再次如图10 中由箭头IL1所示)，以斜率(Vi-Vo)/L线性增加，该斜率小于时间间隔 t0-t1中的斜率，因为输出电压Vo更高。
在时间t4，类似于时间t1，第一三角信号sT1达到并且然后超过归一化的控制信号VCN。因此，第一时序信号TON1和第二时序信号TOFF1以及第一驱动信号T1和第二驱动信号T2切换，使第一HSS 51关断并且使第一LSS 52导通。第二HSS 53保持导通并且第二LS开关54保持关断。这里，调节器40进入降压-升压控制模式的降压阶段，并且电感器电流IL再次从地流向输出节点49(箭头IL2)，并且以斜率-VO/L线性减小。
在时间t5，第一三角信号sT1和第二三角信号sT2再次达到其相应的最小值，并且变得低于归一化的控制信号VCN。类似于时间t2，所有的时序信号TON1、TOFF1、TON2和TOFF2以及所有的驱动信号T1到T4切换，使第一HSS 51和第四LSS 54导通，并且使第一LSS 52和第二HSS53 关断。因此，由于电感器偏置的改变，电感器电流IL从输入端子46流向地48(再次如图10中由箭头IL3所示)，并且以斜率Vi/L线性增加。调节器40进入降压-升压控制模式的升压阶段。如可以看出的，在该调节循环中，在时间t2和t5之间，电感器电流IL具有梯形波形。
在随后的调节循环中，在时间t5和时间t8之间，在降压-升压控制模式下，调节器40如在时间t2和t5之间的循环中那样表现。这里，与时间t2和t5之间的循环不同的是，电感器电流IL在以斜率Vi/L增加之后，以斜率(Vi-VO)/L减小(而不是增加)，因为输出电压VO现在高于输入电压Vi。无论如何，同样在该调节循环中，电感器电流IL具有梯形行为，尽管具有不同的斜率。
在时间t8，调节器40如针对时间t2和t5所描述的那样进行切换，但是它进入升压类型的控制模式。特别地，在时间t8，所有的时序信号 TON1、TOFF1、TON2和TOFF2以及所有驱动信号T1到T4切换，使第一HSS 51和第四LSS 54导通，并且使第一LSS 52和第二HSS 53关断。因此，电感器电流IL再次增加(图10中的箭头IL3)。此后，第一三角信号sT1不再达到归一化的控制信号VCN，因此，在该调节循环中，在t8和t10 之间，电感器电流IL仅在t8和t9之间具有一个增加的部分，并且在t9 和t10之间具有一个减小的部分，其中第一时序信号TON1和第一驱动信号T1稳定在高状态；第二时序信号TOFF1和第二驱动信号TOFF1稳定在低状态，第三时序信号TON2、第四时序信号TOFF2、第三驱动信号T3和第四驱动信号TOFF1在低和高之间切换，以维持第一HSS 51导通、第一LSS 52关断，根据升压控制模式，第二HS开关54和第二LS开关54交替地导通和关断。
图11还利用箭头V1和V2指示可以被添加到第一和第二三角信号sT1、sT2上的附加的升压电压，以加速到稳态的过渡，如上面参考图3和图6详细讨论并且在下文中说明的。特别地，使用检测在开关电路41 中流动的电感器电流的电流控制回路来获得附加的升压电压V1和V2。根据本公开的一个方面，电流控制回路可以被集成在电压控制回路中，该电压控制回路控制开关电路41的输出电压。
图12示出了实施电流控制回路并且生成附加的升压电压V1和V2 的电路的可能实施方式。
具体地，根据图12，三角信号生成器65包括斜坡生成器80，斜坡生成器80生成被提供给降压添加节点81和升压添加节点82的斜坡信号 sT0。升压添加节点82还接收由偏移生成器83(例如，在设备测试阶段中设置的存储器元件)生成的偏移电压VOFF或基准电压。
降压和升压添加节点81、82还接收例如形成为采样和保持电路的相应降压和升压存储器元件84、85的输出。降压和升压存储器元件84、 85接收检测电压VCS，检测电压VCS由运算放大器67生成并且与在开关电路41中流动的电感器电流IL成比例。特别地，并且以本身已知的方式，降压存储器元件84检测并且存储在电感器电流的谷点处的检测电压 VCS，并且升压存储器元件85检测并且存储在电感器电流的峰点处的检测电压VCS。
降压和升压添加节点81、82的输出被馈送到相应的降压和升压调制器63、64。特别地，降压和升压添加节点81、82的输出耦合到相应的差分放大器87、88的反相输入，每个差分放大器均具有耦合到控制器 62的输出的相应非反相输入，并且生成相应的降压和升压占空比信号 DBu、DBo，降压和升压占空比信号DBu、DBo被降压和升压调制器63、 64使用以用于生成时序信号TON1、TOFF1、TON2和TOFF2。
在稳定状态下，电压调节器40具有由等式(3)给出的占空比VO/Vi：
Figure DEST_PATH_GDF0000014399590000161
其中ΔTON1是信号TON1在周期T中为高的时间，ΔTOFF2是信号TOFF2在周期T中为高的时间，并且DBUCK和DBOOST分别是电压调节器40的降压和升压控制模式的占空比值。
图13示出了输入电压Vi(曲线A)、输出电压Vo(曲线B)、电感器电流IL(曲线C)、负载58中流动的输出电流IO(假设存在输出电容器(未示出)，曲线D)、第一三角信号sT1(曲线E)、第二三角信号sT2 (曲线F)、控制信号VC(曲线G)、第一时序信号TON1(曲线H)和第二时序信号TON2(曲线J)在混合降压/升压控制模式期间的绘图，从中可以看到上述行为，并且特别地可以看出电感器电流IL的梯形波形。
图14示出了调节器40的占空比的状态图，其中横坐标示出了纯升压模式控制(DBo)的归一化值，并且纵坐标示出了纯降压模式控制 (DBu)的归一化值。
在图14的图表中，标识了最大占空比(DBo_M，DBu_M)和最小占空比(DBo_m，DBu_m)，以便考虑使开关51-54(通常制作为功率 MOS器件)导通和关断所涉及的延迟以及泄漏条件；因此，浅灰色的正方形区域指示其中开关51-54能够完全导通或关断的区域。另外，过渡值DBo_t和DBu_t是指如上所述的纯升压控制模式和纯降压控制模式到降压-升压控制模式之间的理想过渡值(反之亦然)。这些理想值定义了直线部分的线，分别具有水平部分Bu和垂直部分Bo(指代纯降压控制模式和纯升压控制模式)和45°倾斜的部分(B-B，指代降压-升压控制模式)。
图14还示出了作为不同占空比的函数的比率Vo/Vi，其中中心线100 对应于Vo/Vi＝1，并且两个极限线101和102对应于DBu_M和DBo_m。
申请人的研究还表明，通过降压-升压状态空间进行直接过渡是不可能的；此外，由于功率MOS器件的弱导电性(即使对于较小的导通脉冲)，因此DBo＝0和DBo_m(或DBu＝1和DBu_M)之间的离散过渡和过渡线也不可行。因此，期望状态空间的边界区域中的连续平滑过渡，如由具有连续线的曲线所示，该曲线分别被包括在由线DBo＝0(纵轴)、 45°倾斜的部分B-B和线101形成的三角形以及由45°倾斜的部分 B-B、线102和线DBu＝1形成的三角形中。
由于具有降压-升压控制模式(通过将具有相同绘图但不同值的拥有的降压和升压基准电压与相同比较值(与输出电压有关)进行比较来控制)，本实用新型的控制设备能够减小瞬态时间，输出电压中具有较低的纹波。所描述的控制电路还能够提供更大的占空比间隔，因为该控制不是基于占空比阈值，而是能够在完整的占空比间隔中以连续的方式工作。
最后，明显的是，可以对本文描述和图示的控制设备和方法进行多种变化和修改，所有这些都落入在如所附权利要求中限定的本实用新型的范围内。
例如，根据特定的设计要求，可以以模拟方式和数字方式来实施控制设备40。
此外，布尔电路66可以缺失，并且时序信号TON1、TOFF1、TON2、TOFF2直接控制开关51-54的驱动器76-79。

Claims (13)

1.一种用于开关电压调节器的控制设备，其特征在于，所述开关电压调节器包括开关电路，所述控制设备包括：
第一输入，被配置成接收测量信号，所述测量信号表示所述开关电路的输出电压；
误差检测器，被配置成生成误差信号，所述误差信号表示所述测量信号与标称信号之间的差；
控制器，被耦合到所述误差检测器，并且被配置成生成单个控制信号，所述单个控制信号表示所述误差信号的平均误差；
降压调制器，被耦合到所述控制器，并且被配置成将归一化的单个控制信号与第一周期性基准信号进行比较，并且生成用于所述开关电路的至少一个第一脉冲宽度调制信号；以及
升压调制器，被耦合到所述控制器，并且被配置成将所述归一化的单个控制信号与第二周期性基准信号进行比较，并且被配置成生成用于所述开关电路的至少一个第二脉冲宽度调制信号；
其中所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号具有相同的周期T、相同的振幅范围、相同的相位以及不同的最大值和最小值；
其中在升压控制模式下，所述第一周期性基准信号的所述最大值低于所述归一化的单个控制信号；
其中在降压控制模式下，所述第二周期性基准信号的所述最小值高于所述归一化的单个控制信号；
其中在所述降压控制模式与所述升压控制模式之间的瞬态控制模式下，所述第一周期性基准信号的所述最大值和所述第二周期性基准信号的所述最小值分别高于和低于所述归一化的单个控制信号；
其中在所述降压控制模式和所述瞬态控制模式下，所述第一脉冲宽度调制信号在开控制值和关控制值之间切换；并且
其中在所述升压控制模式和所述瞬态控制模式下，所述第二脉冲宽度调制信号在所述开控制值和关控制值之间切换。
2.根据权利要求1所述的控制设备，其特征在于，所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号是三角锯齿信号。
3.根据权利要求1所述的控制设备，其特征在于，所述控制器是比例积分控制器。
4.根据权利要求1所述的控制设备，其特征在于，还包括三角信号生成器，所述三角信号生成器被配置成生成所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号，所述三角信号生成器包括：
斜坡生成器，被配置成生成斜坡信号作为所述第一周期性基准信号；
偏移生成器，生成偏移信号；以及
升压添加节点，被耦合到所述斜坡生成器和所述偏移生成器，并且被配置成生成所述第二周期性基准信号。
5.根据权利要求4所述的控制设备，其特征在于，还包括升压电路，所述升压电路包括：
第一存储器元件和第二存储器元件，被配置成接收所述测量信号，分别检测并且存储峰值和谷值，所述峰值和所述谷值分别表示所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号的峰点和谷点处的电流值；
降压添加节点，被耦合到所述第一存储器元件和所述斜坡生成器；以及
所述升压添加节点，还被耦合到所述第二存储器元件。
6.根据权利要求1所述的控制设备，其特征在于，还包括被耦合到所述降压调制器和所述升压调制器的布尔电路。
7.根据权利要求6所述的控制设备，其特征在于，所述降压调制器被配置成生成第三脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号和所述第三脉冲宽度调制信号彼此相反，所述升压调制器被配置成生成第四脉冲宽度调制信号，所述第二脉冲宽度调制信号和所述第四脉冲宽度调制信号彼此相反，并且其中所述布尔电路包括第一或门和第二或门以及第一与门和第二与门，所述第一或门被配置成接收所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号并且生成第一驱动信号；所述第一与门被配置成接收所述第三脉冲宽度调制信号和所述第四脉冲宽度调制信号并且生成第二驱动信号；所述第二或门被配置成接收所述第三脉冲宽度调制信号和所述第四脉冲宽度调制信号并且生成第三驱动信号；并且所述第二与门被配置成接收所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号并且生成第四驱动信号。
8.一种开关电压调节器，其特征在于，包括：
控制设备，包括：
第一输入，被配置成接收测量信号，所述测量信号表示开关电路的输出电压；
误差检测器，被配置成生成误差信号，所述误差信号表示所述测量信号与标称信号之间的差；
控制器，被耦合到所述误差检测器，并且被配置成生成单个控制信号，所述单个控制信号表示所述误差信号的平均误差；
降压调制器，被耦合到所述控制器，并且被配置成将归一化的单个控制信号与第一周期性基准信号进行比较，并且生成用于所述开关电路的至少一个第一脉冲宽度调制信号；以及
升压调制器，被耦合到所述控制器，并且被配置成将所述归一化的单个控制信号与第二周期性基准信号进行比较，并且生成用于所述开关电路的至少一个第二脉冲宽度调制信号；
其中所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号具有相同的周期T、相同的振幅范围、相同的相位以及不同的最大值和最小值；
其中在升压控制模式下，所述第一周期性基准信号的所述最大值低于所述归一化的单个控制信号；
其中在降压控制模式下，所述第二周期性基准信号的所述最小值高于所述归一化的单个控制信号；
其中在所述降压控制模式和所述升压控制模式之间的瞬态控制模式下，所述第一周期性基准信号的所述最大值和所述第二周期性基准信号的所述最小值分别高于和低于所述归一化的单个控制信号；
其中在所述降压控制模式和所述瞬态控制模式下，所述第一脉冲宽度调制信号在开控制值和关控制值之间切换；并且
其中在所述升压控制模式和所述瞬态控制模式下，所述第二脉冲宽度调制信号在所述开控制值和关控制值之间切换；以及
所述开关电路，其中所述开关电路包括：
第一半桥，包括被串联耦合在输入节点与基准电位节点之间的第一开关和第二开关，其中所述第一开关被配置成接收所述第一脉冲宽度调制信号，并且所述第二开关被配置成接收第三脉冲宽度调制信号，所述第三脉冲宽度调制信号与所述第一脉冲宽度调制信号相反；
第二半桥，包括被串联耦合在输出节点与所述基准电位节点之间的第三开关和第四开关，其中所述第三开关被配置成接收所述第二脉冲宽度调制信号，并且所述第四开关被配置成接收第四脉冲宽度调制信号，所述第四脉冲宽度调制信号与所述第二脉冲宽度调制信号相反；以及
电感性元件，被耦合在所述第一半桥的中间节点与所述第二半桥的中间节点之间。
9.根据权利要求8所述的开关电压调节器，其特征在于，所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号是三角锯齿信号。
10.根据权利要求8所述的开关电压调节器，其特征在于，所述控制器是比例积分控制器。
11.根据权利要求8所述的开关电压调节器，其特征在于，还包括三角信号生成器，所述三角信号生成器被配置成生成所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号，所述三角信号生成器包括：
斜坡生成器，被配置成生成斜坡信号作为所述第一周期性基准信号；
偏移生成器，生成偏移信号；以及
升压添加节点，被耦合到所述斜坡生成器和所述偏移生成器，并且被配置成生成所述第二周期性基准信号。
12.根据权利要求11所述的开关电压调节器，其特征在于，还包括升压电路，所述升压电路包括：
第一存储器元件和第二存储器元件，被配置成接收所述测量信号，分别检测并且存储峰值和谷值，所述峰值和所述谷值分别表示所述第一周期性基准信号和所述第二周期性基准信号的峰点和谷点处的电流值；
降压添加节点，被耦合到所述第一存储器元件和所述斜坡生成器；以及
所述升压添加节点，还被耦合到所述第二存储器元件。
13.根据权利要求8所述的开关电压调节器，其特征在于，还包括被耦合到所述降压调制器和所述升压调制器的布尔电路。
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