CN215376185U

CN215376185U - 一种基准电流源

Info

Publication number: CN215376185U
Application number: CN202120811027.4U
Authority: CN
Inventors: 乐超; 宫庭威; 程知群; 刘国华
Original assignee: Hangzhou University Of Electronic Science And Technology Fuyang Institute Of Electronic Information Co ltd; Xinji Technology Hangzhou Co ltd
Current assignee: Hangzhou University Of Electronic Science And Technology Fuyang Institute Of Electronic Information Co ltd; Xinji Technology Hangzhou Co ltd
Priority date: 2021-04-20
Filing date: 2021-04-20
Publication date: 2021-12-31
Anticipated expiration: 2031-04-20

Abstract

本实用新型公开了一种基准电流源，包括偏置电路、基准电流产生电路和输出电路，其中，所述偏置电路与基准电流产生电路和负载分别连接，所述基准电流产生模块的输出与所述输出电路和负载分别连接；所述基准电流产生电路包括两条支路，每条支路均包括相连接的电流镜和亚阈值管，其中一条支路中还包括一个处于线性区的场效应管M14的漏端与亚阈值管的源端连接，该场效应管M14的栅端连接偏置电压，源端接地。本实用新型将三支路共源共栅电路的高电源抑制比和纳安级别输出电流的优点，与利用场效应管体效应的温度补偿结合，最终实现了6pA/℃的温度变化率和0.36nA/V的电压变化率，且总静态电流功耗仅为185nA。

Description

一种基准电流源

技术领域

本实用新型属于集成电路技术领域，具体涉及一种基准电流源。

背景技术

目前已有既能对电源变化进行抑制，又能有效地进行温度补偿的基准电流源，但是大多电流源电路都需要使用电阻，或者运放进行温度补偿，损失了功耗和芯片面积。

现有技术中多采用三支路共源共栅的高电源抑制基准电流源，利用不同电阻温度系数和二极管反向电流的低温漂基准电流源，利用PMOS的体效应实现温度补偿的基准电流源，利用NMOS的背栅效应，在实际制作时工艺复杂，不易操作，且需要精准的调控偏置电压，使电流达到最精确。

现有技术中常用的三支路共源共栅的高电源抑制基准电流源能够很好地抑制电源变化，且能够实现纳安级别的基准电流输出，但是因为使用了电阻，所以不能很好地抑制温漂；在此基础上还可以增加负反馈来进一步提高电源抑制比，但仍不能改善输出电流受温度影响较大的缺点；可以在此基础上使用不同温度系数的串联电阻对温度系数进行调整，缺点是仍然使用电阻，占用芯片面积大，且因为使用Nwell和poly电阻，受工艺影响大、且不准确。

利用PMOS的体效应实现温度补偿的基准电流源能够很好地同时满足高电源抑制比和低温度系数的要求，但是消耗的静态电流大，且难以实现纳安级别的输出电流。

实用新型内容

本实用新型为解决上述技术问题，采用如下的技术方案：

一种基准电流源，包括偏置电路、基准电流产生电路和输出电路，其中，所述偏置电路与基准电流产生电路和负载分别连接，所述基准电流产生模块的输出与所述输出电路和负载分别连接；

所述基准电流产生电路包括两条支路，每条支路均包括相连接的电流镜和亚阈值管，其中一条支路中还包括一个处于线性区的场效应管M14，其漏端与亚阈值管的源端连接，其栅端连接偏置电压，其源端接地。

优选地，所述亚阈值管与倒比管共用，调整亚阈值管的长宽比，使其漏端的v_fb点电位连接到场效应管M14的衬底端产生背栅效应，进行温度补偿。

优选地，对所述场效应管M14的栅端连接的偏置电压进行调节，以调整温度与电流波形的中间点。

优选地，所述基准电流产生电路的两条支路中的两个电流镜M0和M1宽长比一致，增加一层共源共栅结构，即增加了与场效应管M0和M1宽长比相同的场效应管M0C和M1C，M0和M1失配减小了(g_m,M1C+g_mb,M1C)*r_O,M1C倍，其中g_m,M1C为M1C场效应管栅源电压V_GS,M1C对漏电流I_DS,M1C的跨导，g_mb,M1C为M1C场效应管漏源电压V_DS,M1C对漏电流I_DS,M1C的跨导，r_O,M1C为M1C场效应管的等效电阻；

两个电流镜的电流差为：

其中，μ_P为P型区内的空穴迁移率，C_OX为栅电容密度，V_THP为P型场效应管的阈值电压，λ为沟道调制系数，V_GS,M1为场效应管M1的栅源电压，V_D,M2和V_D,M3为亚阈值管M2和M3的漏电压，令I_DS,M1＝I_DS,M0，则I_DS,M3＝I_DS,M2；亚阈值管M2和M3的漏电流由下式得到：

其中，I_DO为亚阈临界饱和电流，(W/L)₂为亚阈值管M2的宽长比，ξ为亚阈斜率因子，V_GS,M2为亚阈值管M2的栅源电压，V_T为热电压；由于亚阈值管 M2和M3的漏源电压V_DS都远大于V_T，故简化电流公式为：

可得：

其中，(W/L)₃为亚阈值管M3的宽长比，V_S是一个随温度变化而不随VDD 变化的值，其中V_S为亚阈值管M2源端和场效应管M14漏端的电压，VDD为电路的电源电压；

处于线性区的场效应管M14的等效电阻为：

其中，μ_n为N型半导体中的电子迁移率，(W/L)₁₄为场效应管M14的宽长比，V_THN为N型场效应管的阈值电压，温度不变时，该场效应管M14的等效电阻为固定值；

将所有与温度有关的系数用以温度为自变量的函数表示出来，得下式：

其中，K_μn为μ_n的温度系数，T为温度，k为常数，q为单位电荷量，V_GS，M14为负载场效应管M14的栅源电压，V_TH0为M14源端位置下反型沟道的开启电压，γ为衬底调制系数，N_sub为衬底掺杂浓度，n_i为本征载流子浓度；

V_BS，M14关于温度的等效函数为V_BS，M14＝a-bT (9)，

其中，V_BS,M14为场效应管M14衬底和源端的电压差，a＝340mV，b＝1.75×10^-3 mV/℃；

当V_BS,M14＝0时，输出电流对温度的偏导函数如下式：

其中I_out为场效应管M14的漏电流I_DS,M14，也为最终的输出电流；A为输出电流对温度的偏导函数中T^0.5项的系数，且A为正数；B为输出电流对温度的偏导函数中T^1.5项的系数，且B为正数；且式(10)为增函数；

当V_BS，M14！＝0，将式(9)带入式(8)，再对温度偏微分得下式：

其中C为引入温度补偿后，输出电流对温度的偏导函数中T^1.5项的系数与 B的差，且C-B>0，-AT^0.5项为增函数，(C-B)T^1.5项为减函数，式(11)应呈现先增后减再增的趋势。

采用本实用新型具有如下的有益效果：

1、用处于线性区的场效应管M14代替电阻，其漏端电位经过推算会为一个固定点，栅端v_set是偏置电压，也为一个固定值，源端接地，此三端都固定，等效阻值不受电源电压影响；

2、通过设计亚阈值场效应管M2、M3、M7的宽长比，使得v_fb点的电位可以直接连接到负载场效应管M14的衬底端产生背栅效应，实现温度补偿；

3、还可以通过调节v_set大小调整温度-电流波形的中间点，使整体电流源温度补偿效果最佳。

附图说明

图1为本实用新型实施例的基准电流源的结构框图；

图2为本实用新型实施例的基准电流源的电路图；

图3为本实用新型实施例的基准电流源的在不同电源电压下温度-电流波形图；

图4为本实用新型实施例的基准电流源的温度-电流波形图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

参照图1，所示为本实用新型实施例的基准电流源的结构框图，包括偏置电路20、基准电流产生电路10和输出电路30，其中，偏置电路20与基准电流产生电路10和负载40分别连接，基准电流产生模块10的输出与输出电路30 和负载40分别连接；

基准电流产生电路10包括两条支路，每条支路均包括相连接的电流镜和亚阈值管，其中一条支路中还包括一个处于线性区的场效应管M14，其漏端与亚阈值管的源端连接，其栅端连接偏置电压，其源端接地。

电路图参见图2，包括自左向右第一条支路和第四条支路为偏置电路20，中间两条支路为基准电流产生电路10，第五条支路为输出电路30。M0和M1 这对电流镜宽长比一致，为保证其电流一样，增加一层共源共栅结构，即增加了与场效应管M0和M1宽长比相同的场效应管M0C和M1C，解决了二极管接法电流镜漏端电位不一样的问题。二者失配减小了(g_m,M1C+g_mb,M1C)*r_O,M1C倍，其中g_m,M1C为M1C场效应管栅源电压V_GS,M1C对漏电流I_DS,M1C的跨导，g_mb,M1C为M1C场效应管漏源电压V_DS,M1C对漏电流 I_DS,M1C的跨导，r_O,M1C为M1C场效应管的等效电阻。

电流镜两支路电流差为：

其中μ_P为P型区内的空穴迁移率，C_OX为栅电容密度，V_THP为P型场效应管的阈值电压，λ为沟道调制系数。为了方便下一步计算，我们默认 I_DS,M1＝I_DS,M0 (2)。由此可得I_DS,M3＝I_DS,M2 (3)。

为了达到36.7nA的小电流输出，该电路采用了倒比管和亚阈值管共用的方法。亚阈值场效应管的电流公式为

其中 I_DO为亚阈临界饱和电流，ξ为亚阈斜率因子，V_T为热电压。由于M2、M3的 V_DS都远大于V_T，所以可以简化电流公式为

由此可得

其中(W/L)₂为场效应管M2的宽长比，(W/L)₃为场效应管M3的宽长比。可以看出V_S是一个随温度变化而不随VDD变化的值，其中V_S为M2源端和负载场效应管M14漏端的电压，VDD为电路的电源电压。

此时，如果只关心电源抑制比的话，只需要将负载场效应管的衬底接地，这样四个引脚的电位就均为固定值了。按照公式可以的到工作在线性区的场效应管M14等效电阻为

其中μ_n为N型半导体中的电子迁移率，(W/L)₁₄为负载场效应管M14的宽长比，V_THN为N型场效应管的阈值电压。如此温度不变时，该负载场效应管的等效电阻为一个固定值，可以理想的代替传统电路里的电阻。

接下来我们来考虑温度补偿，对于负载场效应管而言受温度影响的有V_D、 V_THN、μ_n。

将电流公式中所有与温度有关的系数用以温度为自变量的函数表示出来，得下式：

其中K_μn为μ_n的温度系数，T为温度，k为常数，q为单位电荷量，V_TH0为源端位置下反型沟道的开启电压，γ为衬底调制系数，N_sub为衬底掺杂浓度， n_i为本征载流子浓度。

V_BS，M14关于温度的等效函数为V_BS，M14＝a-bT(9)，其中a约等于为340mV， b约等于为1.75×10^-3mV/℃。

当VBS＝0时，将电流公式做温度的偏微分可得到下式：

其中A为电流对温度求偏导的函数中T^0.5幂函数项的系数，且A为正数； B为电流对温度求偏导等效函数中T^1.5幂函数项的系数，且B为正数；由此可知公式(10)整体为增函数。

当VBS！＝0，将公式(9)带入公式(8)，再将公式对温度偏微分可得下式：

其中C为引入温度补偿后，电流对温度求偏导等效函数中T^1.5幂函数项的系数与B的差值，且C为正数。

其中前项仍为增函数，而后项已变为减函数，再根据计算二者相加公式(11) 应该呈现出先增后减再增的趋势。

参见图3，为本基准电流源在温度从-40℃-125℃，电源电压从2.5V-3.6V 变化时的输出电流波形图。从上至下的VDD分别是3.6V、3.3V、3.1V、3.8V 和2.5V时的温度-电流波形。

参见图4，为本基准电流源在电源电压VDD为3.3V，温度-40℃-125℃变化时的输出电流波形图。

可见，VDD＝3.3V，温度从-40℃到125℃，电流变化1nA，36.7+/-1.36％；温度Temp＝50℃，VDD从2.5变化到3.6，电流变化0.45nA，36.7+/-0.6％。

最差情况电压＝2.5V，温度＝125℃，和电压＝3.6V温度＝-40℃，二者相差1.45nA，36.65+/-1.9％。

本设计将三支路共源共栅电路的高电源抑制比和纳安级别输出电流的优点，与利用场效应管体效应的温度补偿结合，最终实现了6pA/℃的温度变化率和0.36nA/V的电压变化率，且总静态电流功耗仅为185nA。

该基准电流源使用在低功耗LDO上，为其提供了精准稳定的工作电流，根据公式

还满足了自身低静态电流的需求，其中I_quiescent为LDO电路的静态工作总电流，α为比例修正系数，I_ref为参考电流，BG为带隙基准模块静态电流与参考电流的比例系数，BIAS 为偏置模块静态电流与参考电流的比例系数，EA为误差放大模块静态电流与参考电流的比例系数，AUX为辅助电路模块静态电流与参考电流的比例系数， VOUT为LDO最终输出电压，R_FB1与R_FB2均为反馈电阻。

应当理解，本文所述的示例性实施例是说明性的而非限制性的。尽管结合附图描述了本实用新型的一个或多个实施例，本领域普通技术人员应当理解，在不脱离通过所附权利要求所限定的本实用新型的精神和范围的情况下，可以做出各种形式和细节的改变。

Claims

1.一种基准电流源，其特征在于，包括偏置电路、基准电流产生电路和输出电路，其中，所述偏置电路与基准电流产生电路和负载分别连接，所述基准电流产生模块的输出与所述输出电路和负载分别连接；

2.如权利要求1所述的基准电流源，其特征在于，所述亚阈值管与倒比管共用，调整亚阈值管的长宽比，使其漏端的v_fb点电位连接到场效应管M14的衬底端产生背栅效应，进行温度补偿。

3.如权利要求1所述的基准电流源，其特征在于，对所述场效应管M14的栅端连接的偏置电压进行调节，以调整温度与电流波形的中间点。