CN214506630U - 充电电路以及供电系统 - Google Patents

Abstract

本申请方案提供一种充电电路和供电系统。所述供电系统包括：常供电输入电路、应急充电输入电路、充电电路、MCU供电输入电路和MCU供电选择电路；其中，所述充电电路包括超级电容供电选择电路和超级电容充电电路；所述超级电容供电选择电路的超级电容充电供电端选择应急充电电压端和超级电容充电匹配电压端中电压较高的一端的电压输出；所述超级电容充电供电端连接所述超级电容充电电路中超级电容充电芯片的电压输入引脚，所述应急充电电压端或快速充电控制端控制所述超级电容充电芯片对超级电容进行充电的充电电流。本申请方案解决了现有的使用超级电容作为智能门的后备电源的充电时间长、能量消耗大，充电效率低，后备电源损耗高等问题。

Description

充电电路以及供电系统

技术领域

本申请涉及智能门供电控制领域，特别涉及一种充电电路以及供电系统。

背景技术

目前市面大部分智能门采用锂电池作为门供电系统的后备电源，但是锂电池容易发生漏液，起火等重大安全问题，一直为行业所诟病；另外锂电池正常使用寿命为3到5年，和门需要长期使用的寿命不相匹配，经常需要更换电池，而市面上很难买到配套的电池；最后锂电池由于受到充放电次数的限制，目前智能门多需要拔出电池进行充电后再装到门上，使用极其不方便。

基于此，目前已有少部分厂家开始考虑使用超级电容的方案作为智能门的后备电源，但是现有几乎全是采用电阻限流法给超级电容充电，充电时间长，能量在电阻上消耗大，充电效率极低；另外电路损耗大，后备电源损耗高，导致待机时间和可供开门次数大大降低。

实用新型内容

本申请方案要解决的技术问题是现有的使用超级电容的方案作为智能门的后备电源，充电时间长，能量在电阻上消耗大，充电效率低；另外电路损耗大，后备电源损耗高，导致待机时间和可供开门次数大大降低。

为解决上述技术问题，本申请方案公开了了一种充电电路，包括：超级电容供电选择电路和超级电容充电电路；其中，

所述超级电容供电选择电路包括应急充电电压端、超级电容充电匹配电压端和超级电容充电供电端，所述超级电容充电供电端选择应急充电电压端和超级电容充电匹配电压端中电压较高的一端的电压输出；

所述超级电容充电电路包括超级电容充电芯片、超级电容充电供电端、应急充电电压端、快速充电控制端和超级电容充电输出电压端，所述超级电容充电供电端连接所述超级电容充电芯片的电压输入引脚，所述应急充电电压端或快速充电控制端控制所述超级电容充电芯片对超级电容进行充电的充电电流。

可选的，所述超级电容供电选择电路还包括：第一肖特基二极管、第一MOS管、第一限流电阻、第一下拉电阻、第一电容和第二电容；其中，所述第一肖特基二极管的正极连接超级电容充电匹配电压端，负极连接超级电容充电供电端；所述第一电容和第二电容并联在超级电容充电供电端和接地端之间；所述第一限流电阻和第一下拉电阻串联在超级电容充电匹配电压端和接地端之间；所述第一MOS管的漏极连接应急充电电压端，栅极连接所述第一限流电阻和第一下拉电阻的连接点，源极连接超级电容充电供电端。

可选的，所述超级电容充电电路还包括：第一二极管、第二二极管、第二MOS管、第二限流电阻、第二下拉电阻、第一分压电阻和第二分压电阻；其中，所述第一二极管的正极连接应急充电电压端，负极连接所述第二限流电阻的一端；所述第二二极管的正极连接快速充电控制端，负极连接所述第二限流电阻的一端；所述第二限流电阻的另一端连接所述第二下拉电阻的一端和所述第二MOS管的栅极，所述第二下拉电阻的另一端连接接地端和所述第二MOS管的源极；所述第一分压电阻的一端连接所述超级电容充电芯片的充电电流输入引脚，另一端连接接地端；所述第二分压电阻的一端连接所述超级电容充电芯片的充电电流输入引脚，另一端连接所述第二MOS管的漏极。

可选的，所述超级电容充电芯片对两级串联的超级电容进行充电。

为解决上述技术问题，本申请方案还公开了一种供电系统，包括：常供电输入电路、应急充电输入电路、上述的充电电路、MCU供电输入电路和MCU供电选择电路；其中，

所述常供电输入电路包括常供电输入电压端、超级电容充电匹配电压端和第一降压电路，所述第一降压电路对所述常供电输入电压端的电压进行降压后获得所述超级电容充电匹配电压端的电压；

所述应急充电输入电路包括应急充电电压端；

所述MCU供电输入电路包括超级电容充电输出电压端、MCU供电匹配电压端和第一升压电路，所述第一升压电路对所述超级电容充电输出电压端的电压进行升压后获得所述MCU供电匹配电压端的电压；

所述MCU供电选择电路包括超级电容充电匹配电压端、MCU供电匹配电压端、电压选择电路、第二降压电路和MCU供电端，所述电压选择电路选择所述超级电容充电匹配电压端和MCU供电匹配电压端中电压较高的一端的电压提供至所述第二降压电路，所述第二降压电路对所述电压选择电路提供的电压进行降压后获得所述MCU供电端的电压。

可选的，所述第一降压电路包括第一降压芯片及其匹配的外围电路。

可选的，所述应急充电输入电路包括USB应急充电接口，所述应急充电电压端连接所述USB应急充电接口的电压输出引脚。

可选的，所述应急充电输入电路还包括对所述应急充电电压端的电压进行分压的电阻分压电路。

可选的，所述第一升压电路包括第一升压芯片及其匹配的外围电路。

可选的，所述电压选择电路包括第三二极管和第四二极管，所述第三二极管的正极连接MCU供电匹配电压端，所述第四二极管的正极连接超级电容充电匹配电压端；所述第二降压电路包括第二降压芯片及其匹配的外围电路，所述第二降压芯片的电压输入引脚连接第三二极管的负极和第四二极管的负极。

可选的，所述供电系统还包括：锁体供电输入电路和锁体供电选择电路；其中，

所述锁体供电输入电路包括超级电容充电输出电压端、锁体供电匹配电压端和第二升压电路，所述第二升压电路对所述超级电容充电输出电压端的电压进行升压后获得所述锁体供电匹配电压端的电压；

所述锁体供电选择电路包括常供电输入电压端、锁体供电匹配电压端和锁体供电端，所述锁体供电端选择常供电输入电压端和锁体供电匹配电压端中电压较高的一端的电压输出。

可选的，所述第二升压电路包括第二升压芯片及其匹配的外围电路，所述第二升压芯片包括连接锁体电机控制使能端的控制引脚，所述锁体电机控制使能端由MCU控制。

可选的，所述锁体供电选择电路还包括：第二肖特基二极管、第三MOS管、第三限流电阻、第三下拉电阻、第三电容和第四电容；其中，所述第二肖特基二极管的正极连接常供电输入电压端，负极连接锁体供电端；所述第三电容和第四电容并联在锁体供电端和接地端之间；所述第三限流电阻和第三下拉电阻串联在常供电输入电压端和接地端之间；所述第三MOS管的漏极连接锁体供电匹配电压端，栅极连接所述第三限流电阻和第三下拉电阻的连接点，源极连接锁体供电端。

与现有技术相比，本申请技术方案至少具有如下有益效果：

应用应急充电电压端的应急充电电压实现了应急充电接口可以给超级电容充电；并且，利用MCU控制的快速充电控制电压或应急充电电压端的应急充电电压控制所述超级电容充电芯片对超级电容进行充电的充电电流，实现了软件可配置超级电容的快速充电和应急充电接口快速给超级电容充电。

在常供电系统供电的情况下，应急充电接口无接入，快速充电控制端低电平输出，可以实现以小电流给超级电容充电，达到延长超级电容使用寿命的目的。

采用充电电流可配置的超级电容专用充电管理芯片，支持串联超级电容平衡充电，实现了采用两级超级电容串联的供电方案，超级电容采用两级串联的方式，既能有效提高输出电压，又能在容量上不会因为多级串联，造成容量成倍下降，有利于缩小超级电容的体积和应用成本，同时能很好地做到单节电容的充电均衡。

在超级电容给MCU供电模式下，升压芯片采用具有轻载高效的DC-DC芯片，同样降压LDO芯片也采用具有低静态电流的LDO芯片，这样可以保证在使用超级电容供电的情况下，功耗做到最低，延长超级电容的使用时间和增加有效开门次数，实现了超级电容供电模式下的超长待机。

本申请方案打破了自动锁体后备电源对锂电池的依赖，超级电容支持上万次的充放电次数，可以实现在智能门上以超级电容作为后备电源，而不会因为寿命问题需要更换。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本申请实施例的实现充电方法的充电电路的结构示意图；

图2为本申请实施例的实现供电方法的供电系统的结构示意图；

图3为图2所示的常供电输入电路的结构示意图；

图4为图2所示的应急充电输入电路的结构示意图；

图5为图2所示的MCU供电输入电路的结构示意图；

图6为图2所示的MCU供电选择电路的结构示意图；

图7为图2所示的锁体供电输入电路的结构示意图；

图8为图2所示的锁体供电选择电路的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在本申请的描述中，需要理解的是，术语“上”、“下”、“顶”、“底”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本申请和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本申请的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含的包括一个或者更多个该特征。而且，术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例能够以除了在这里图示或描述的那些以外的顺序实施。

发明人分析，现有的使用超级电容作为智能门后备电源的供电方式主要存在以下问题：

由于采用电阻限流充电，无论从门外应急充电口或者常供电系统直接充电，发热都比较严重，充电效率低，而且充电时间很长，影响用户体验。

由于充电电路和放电电路(供电电路)无法做很好的隔离，超级电容损耗大，导致系统待机时间变短，有效可开门次数降低。

目前超级电容方案采用多颗串联，以提高供电电压，但是超级电容串联后容量下降，为保证正常所需容量，就需要加大单体容量，造成整个电容包体积大，成本高，安装不方便。

超级电容多级串联后，充电不可控，很难做到每颗电容的充电电压平衡，很容易造成其中一个电容已经超过耐压值，而其他电容还没有充满电的情况，电容寿命和安全性得不到保障。

另外，传统电路没有做到门外应急充电提高充电电流，保证最短时间充电可开门；同时常供电系统低电流充电，延长电容的使用寿命。传统电路也没有做到超级电容达到预设充电电压后，充电电路直接断电，而是会继续以很小的电流给电容充电，会对电容的寿命存在一定的影响。

基于上述现有技术的问题，本申请实施例提供一种充电电路，用于实现所述的超级电容的充电方法，如图1所示，所述充电电路包括：超级电容供电选择电路A1和超级电容充电电路A2。

所述超级电容供电选择电路A1包括应急充电电压端VCC_BUS、超级电容充电匹配电压端VCC_6V和超级电容充电供电端VCC_IN，所述超级电容充电供电端VCC_IN选择应急充电电压端VCC_BUS和超级电容充电匹配电压端VCC_6V中电压较高的一端的电压输出；

所述超级电容充电电路A2包括超级电容充电芯片U1、超级电容充电供电端VCC_IN、应急充电电压端VCC_BUS、快速充电控制端FAST_CHARGE_EN和超级电容充电输出电压端VBAT，所述超级电容充电供电端VCC_IN连接所述超级电容充电芯片U1的电压输入引脚VIN，所述应急充电电压端VCC_BUS或快速充电控制端FAST_CHARGE_EN控制所述超级电容充电芯片U1对超级电容进行充电的充电电流。

进一步，如图1所示的超级电容供电选择电路A1，采用第一肖特基二极管D1、第一MOS管Q1、第一限流电阻R17、第一下拉电阻R2、第一电容C1和第二电容C2实现所述超级电容充电供电电压的选择。其中，所述第一肖特基二极管D1的正极连接超级电容充电匹配电压端VCC_6V，负极连接超级电容充电供电端VCC_IN；所述第一电容C1和第二电容C2并联在超级电容充电供电端VCC_IN和接地端D_GND之间；所述第一限流电阻R17和第一下拉电阻R2串联在超级电容充电匹配电压端VCC_6V和接地端D_GND之间；所述第一MOS管Q1的漏极(Drain)连接应急充电电压端VCC_BUS，栅极(Gate)连接所述第一限流电阻R17和第一下拉电阻R2的连接点，源极(Source)连接超级电容充电供电端VCC_IN；所述超级电容充电供电端VCC_IN输出所述超级电容充电供电电压，所述超级电容充电匹配电压端VCC_6V输入所述超级电容充电匹配电压，所述应急充电电压端VCC_BUS输入所述应急充电电压。

本实施例中，超级电容供电选择电路A1中，应急充电电压端VCC_BUS的应急充电电压可以是USB接口提供的电压，一般USB接口电压在4.5V到5.5V之间。所述第一MOS管Q1为PMOS管，第一下拉电阻R2为第一MOS管Q1的栅极下拉电阻。第一限流电阻R17的一端连接超级电容充电匹配电压端VCC_6V，另一端连接第一下拉电阻R2的一端和第一MOS管Q1的栅极，第一下拉电阻R2的另一端连接接地端D_GND。第一限流电阻R17的阻值远小于第一下拉电阻R2的阻值，保证当超级电容充电匹配电压端VCC_6V正常供电时，第一MOS管Q1的栅极电压近似等于超级电容充电匹配电压端VCC_6V的电压(由于R17和R2的分压关系会略小于6V)。D1为肖特基二极管，过电流大，正向压降小。

当超级电容充电匹配电压端VCC_6V正常供电，应急充电电压端VCC_BUS不供电的情况下，超级电容充电匹配电压端VCC_6V经过第一肖特基二极管D1后供电给超级电容充电供电端VCC_IN，此时第一MOS管Q1不导通，MOS管体二极管反向截止。

当超级电容充电匹配电压端VCC_6V异常断电时，可通过应急充电口接入充电宝等USB输入电压，此时第一MOS管Q1导通，应急充电电压端VCC_BUS通过第一MOS管Q1供电给超级电容充电供电端VCC_IN，而第一肖特基二极管D1反向截止，超级电容充电供电端VCC_IN不会影响超级电容充电匹配电压端VCC_6V及其连接的电路。

当超级电容充电匹配电压端VCC_6V供电，同时又接入USB输入电压(应急充电电压端VCC_BUS供电)，由于第一MOS管栅极电压略低于超级电容充电匹配电压，大于应急充电电压，第一MOS管Q1不导通，超级电容充电匹配电压端VCC_6V通过第一肖特基二极管D1给超级电容充电供电端VCC_IN供电，由于第一MOS管Q1不导通，并且MOS管体二极管反向截止，所以超级电容充电供电端VCC_IN也不会影响应急充电电压端VCC_BUS及其连接的电路，由此可实现超级电容充电匹配电压端VCC_6V和应急充电电压端VCC_BUS双供电共存，而互不影响。

如果由于超级电容充电供电端VCC_IN的电流需求比较大，导致超级电容充电匹配电压端VCC_6V的电压瞬间跌落，低于应急充电电压端VCC_BUS，此时应急充电电压端VCC_BUS又会通过体二极管给超级电容充电供电端VCC_IN供电，保证超级电容充电供电端VCC_IN的电压不会跌落太厉害。

超级电容供电选择电路A1的功能在于比较超级电容充电匹配电压端VCC_6V和应急充电电压端VCC_BUS中哪一端的电压更高，选择电压较高的一端输入作为超级电容充电供电端VCC_IN的供电输出，而两供电输入之间互不干扰。超级电容充电匹配电压端VCC_6V的电压6V为本实施例电路建议值，是与超级电容充电芯片U1的电压输入相匹配，其变化范围在超级电容充电芯片U1的最小和最大电压输入要求值以内即可。

本实施例中，在常供电系统正常供电时，所述超级电容充电匹配电压大于所述应急充电电压。也就是说，在常供电系统正常提供常供电输入电压的情况下，常供电的超级电容充电匹配电压端VCC_6V的电压大于应急充电电压端VCC_BUS的电压，可以实现在有常供电的情况下，优先选用常供电系统提供的电压。

仍请参考图1，所述超级电容充电电路A2中，采用第一二极管D5、第二二极管D6、第二MOS管Q2、第二限流电阻R8、第二下拉电阻R20、第一分压电阻R3和第二分压电阻R7实现所述充电电流的控制。其中，所述第一二极管D5的正极连接应急充电电压端VCC_BUS，负极连接所述第二限流电阻R8的一端；所述第二二极管D6的正极连接快速充电控制端FAST_CHARGE_EN，负极连接所述第二限流电阻R8的一端；所述第二限流电阻R8的另一端连接所述第二下拉电阻R20的一端和所述第二MOS管Q2的栅极(Gate)，所述第二下拉电阻R20的另一端连接接地端D_GND和所述第二MOS管Q2的源极(Source)；所述第一分压电阻R3的一端连接所述超级电容充电芯片U1的充电电流输入引脚IREF，另一端连接接地端D_GND；所述第二分压电阻R7的一端连接所述超级电容充电芯片U1的充电电流输入引脚IREF，另一端连接所述第二MOS管Q2的漏极(Drain)；所述快速充电控制端FAST_CHARGE_EN输入所述快速充电控制电压，所述应急充电电压端VCC_BUS输入所述应急充电电压。

本实施例中，所述第二MOS管Q2为NMOS管，第二下拉电阻R20为第二MOS管Q2的栅极下拉电阻，保证栅极电平在没有前级驱动的情况下，为低电平。第二限流电阻R8的阻值远小于第二下拉电阻R20的阻值，保证在第二限流电阻R8前级有电压输入时，经过第二限流电阻R8和第二下拉电阻R20分压后，第二MOS管Q2能够正常导通。所述超级电容充电电路A2还包括旁路电容C6，其作为超级电容充电芯片U1的旁路电容，起到滤波作用。

本实施例中，如图1所示，所述超级电容充电芯片U1对两级串联的超级电容C4、C5进行充电，超级电容C4、C5串联在所述超级电容充电输出电压端VBAT和接地端D_GND之间。超级电容充电芯片U1采用可配置充电电流的超级电容专用充电管理芯片，例如SGM40560芯片，其是一款可以给超级电容充电的芯片，并且充电电流可以通过引脚IREF外接不同的阻值实现不同的充电电流，外接电阻的阻值越小，给超级电容的充电电流越大。SGM40560芯片支持双节串联超级电容平衡充电。所述超级电容充电芯片可替换，例如可以为线性充电芯片或者开关充电芯片，需要充电电流可配置即可。所述超级电容C4、C5与超级电容充电芯片U1的连接方式根据所采用的芯片的连接方式而定。

第一二极管D5、第二二极管D6、第二MOS管Q2、第二限流电阻R8、第二下拉电阻R20、第一分压电阻R3和第二分压电阻R7组成选择电路，实现或的关系，快速充电控制端FAST_CHARGE_EN由MCU控制，可以通过软件控制输出高电平或低电平。

具体地，当应急充电接入，应急充电电压端VCC_BUS有电压，为高电平，快速充电控制端FAST_CHARGE_EN为低电平时，应急充电电压端VCC_BUS通过第一二极管D5、第二限流电阻R8和第二下拉电阻R20分压后，供电给第二MOS管Q2，此时第二MOS管Q2导通，实现第一分压电阻R3和第二分压电阻R7并联。并联后等效电阻阻值减小，超级电容充电芯片U1给超级电容C4、C5的充电电流变大。此时第二二极管D6反向截止，应急充电电压端VCC_BUS不影响快速充电控制端FAST_CHARGE_EN端及其连接电路。

当没有应急充电接入，应急充电电压端VCC_BUS为低电平，而MCU控制快速充电控制端FAST_CHARGE_EN输出高电平时，快速充电控制端FAST_CHARGE_EN通过第二二极管D6，第二限流电阻R8和第二下拉电阻R20分压后，供电给第二MOS管Q2，此时第二MOS管Q2导通，实现第一分压电阻R3和第二分压电阻R7并联。并联后等效电阻阻值减小，超级电容充电芯片U1给超级电容C4、C5的充电电流变大。此时第一二极管D5反向截止，快速充电控制端FAST_CHARGE_EN不影响应急充电电压端VCC_BUS端及其连接电路。

当MCU控制快速充电控制端FAST_CHARGE_EN输出高电平，并且应急充电电压端VCC_BUS为高电平(应急充电接入)时，两者同时给后端供电，电压较高的输入端(高电压供电侧)会抬高第一二极管D5和第二二极管D6的公共连接端的电压值，导致电压较低的输入端(低电压供电侧)的二极管反向截止，而不供电。此时高电压供电侧供电给后端第二MOS管Q2，此时第二Q2导通，实现第一分压电阻R3和第二分压电阻R7并联。并联后等效电阻阻值减小，超级电容充电芯片U1给超级电容C4、C5的充电电流变大。由于二极管D5、D6的存在，可以实现两路输入可以共存，而互不影响。

当快速充电控制端FAST_CHARGE_EN输入低电平，并且应急充电没有接入(应急充电电压端VCC_BUS输入低电平)的时候，第二MOS管Q2不导通，充电接入电阻为第一分压电阻R3，阻值比第一分压电阻R3和第二分压电阻R7并联时大，充电电流小，实现电流慢充。

第一分压电阻R3和第二分压电阻R7的阻值需要根据不同的充电芯片去适配，不同的超级电容充电芯片，需要配置的电阻也不一样。

通过超级电容供电选择电路A1和超级电容充电电路A2可以实现常供电系统和应急充电接口为超级电容提供充电，并且可以通过应急充电接口和MCU控制充电电流进行快速充电。

对应的，本申请实施例提供一种超级电容的充电方法，包括：

选择应急充电电压和超级电容充电匹配电压中的较高电压作为超级电容充电供电电压，所述应急充电电压由应急充电接口输出，所述超级电容充电匹配电压由常供电输入电压转换得到；

采用超级电容充电芯片对超级电容进行充电，其中，所述超级电容充电供电电压输入所述超级电容充电芯片的电压输入引脚，且通过快速充电控制电压或所述应急充电电压控制所述超级电容充电芯片对超级电容进行充电的充电电流，所述快速充电控制电压由MCU控制。

所述方法可以采用电路实现，对应地，

本申请实施例还提供一种包括上述超级电容的充电方法的供电方法，所述供电方法还包括：对所述常供电输入电压进行降压以获得所述超级电容充电匹配电压；对超级电容充电后的输出电压进行升压以获得MCU供电匹配电压；选择所述超级电容充电匹配电压和MCU供电匹配电压中的较高电压进行降压，以获得MCU供电电压。

对应地，请参考图2，本申请实施例提供一种供电系统，用于实现所述供电方法，所述供电系统包括：常供电输入电路A3、应急充电输入电路A4、充电电路、MCU供电输入电路A5和MCU供电选择电路A6。所述充电电路包括超级电容供电选择电路A1和超级电容充电电路A2，所述超级电容供电选择电路A1和超级电容充电电路A2可以是如图1所示的电路结构。

请参考图3，所述常供电输入电路A3包括常供电输入电压端VCC_NORMAL、超级电容充电匹配电压端VCC_6V和第一降压电路A31，所述第一降压电路A31对所述常供电输入电压端VCC_NORMAL的电压进行降压后获得所述超级电容充电匹配电压端VCC_6V的电压。

所述第一降压电路A31中，采用第一降压芯片U2及其匹配的外围电路实现所述常供电输入电压的降压。本实施例中，常供电系统提供8V～16V的输出电压，即常供电输入电压端VCC_NORMAL提供的常供电输入电压为8V～16V。J3作为常供电输入电压的输入接口，是连接端子座，1脚接电压输入正极，2脚接电压输入负极。保证供电设备能够连接到本系统，为本系统供电。

所述第一降压芯片U2配合外围的电阻、电容和电感组成降压电路，将输入的常供电输入电压降压到6V，即在常供电输入电压端VCC_NORMAL正常供电的情况下，超级电容充电匹配电压端VCC_6V输出的超级电容充电匹配电压为6V。

第一降压芯片U2可以采用DC-DC降压芯片，例如，SY8120B1ABC芯片，电阻R4、R5、R6，电容C7、C8、C9、C10、C11、C12，电感L1，匹配SY8120B1ABC芯片共同构成标准的DC-DC降压电路，外围电路的设计由SY8120B1ABC芯片的参考设计决定，不同的降压芯片外围设计电路略有差别。另外，P1为电路测试点。

请参考图4，所述应急充电输入电路A4包括应急充电电压端VCC_BUS。本实施例中，采用USB应急充电接口J1输出所述应急充电电压，所述USB应急充电接口J1可以接USB充电线。具体地，所述应急充电输入电路A4包括USB应急充电接口J1，所述应急充电电压端VCC_BUS连接所述USB应急充电接口J1的电压输出引脚VBUS。

进一步，所述应急充电输入电路A4还可以包括对所述应急充电电压端VCC_BUS的电压进行分压的电阻分压电路A41。对所述应急充电电压进行分压，可以供所述MCU检测应急充电接口J1的接入。由于系统使用的MCU为3.3V或者更低压的系统，而USB输入一般为5V输入，分压电阻R19和R1构成电阻分压电路A41，将应急充电电压端VCC_BUS的电压降压到与MCU供电相匹配的电压值，分压电压端VBUS_IN输出应急充电电压的分压电压，分压电压端VBUS_IN接MCU，MCU可以通过识别分压电压端VBUS_IN的电压值动态地识别到有无USB供电接入，从而动态地控制超级电容的充电速度。电容C3为USB接入滤波旁路电容，防止USB插入瞬间电压过冲，影响后端受此电源供电的电路。

请参考图5，所述MCU供电输入电路A5包括超级电容充电输出电压端VBAT、MCU供电匹配电压端VCC_5V5和第一升压电路A51，所述第一升压电路A51对所述超级电容充电输出电压端VBAT的电压进行升压后获得所述MCU供电匹配电压端VCC_5V5的电压，即MCU供电匹配电压。

本实施例中，采用第一升压芯片U3及其匹配的外围电路实现所述超级电容充电后的输出电压的升压以获得MCU供电匹配电压。具体地，所述第一升压电路A51包括第一升压芯片U3及其匹配的外围电路。

第一升压芯片U3可以采用具有轻载高效的DC-DC升压芯片，例如，SGM6603芯片，外围电路的设计由SGM6603芯片的参考设计决定，不同的升压芯片外围设计电路略有差别。电阻R9、R10，电容C13、C14、C15和电感L2，匹配SGM6603芯片共同构成标准的DC-DC升压电路，将超级电容充电输出电压端VBAT提供的超级电容充电后的输出电压升压到5.5V，即MCU供电匹配电压端VCC_5V5输出的MCU供电匹配电压为5.5V，此升压的电压值可以根据需要变化，在常供电系统正常供电时，所述MCU供电匹配电压大于超级电容(本实施例为两级串联的超级电容)充满电后的最大输出电压，小于所述超级电容充电匹配电压。

请参考图6，所述MCU供电选择电路A6包括超级电容充电匹配电压端VCC_6V、MCU供电匹配电压端VCC_5V5、电压选择电路A61、第二降压电路A62和MCU供电端VCC_MCU_3V3，所述电压选择电路A61选择所述超级电容充电匹配电压端VCC_6V和MCU供电匹配电压端VCC_5V5中电压较高的一端的电压提供至所述第二降压电路A62，所述第二降压电路A62对所述电压选择电路A61提供的电压进行降压后获得所述MCU供电端VCC_MCU_3V3的电压。

本实施例中，选择所述超级电容充电匹配电压和MCU供电匹配电压中的较高电压采用第三二极管D2和第四二极管D3实现，采用第二降压芯片U4及其匹配的外围电路实现降压以获得所述MCU供电电压。

具体地，所述电压选择电路A61包括第三二极管D2和第四二极管D3，所述第三二极管D2的正极连接MCU供电匹配电压端VCC_5V5，所述第四二极管D3的正极连接超级电容充电匹配电压端VCC_6V；所述第二降压电路A62包括第二降压芯片U4及其匹配的外围电路，所述第二降压芯片U4的电压输入引脚IN连接第三二极管D2的负极和第四二极管D3的负极。所述MCU供电匹配电压端VCC_5V5输入所述MCU供电匹配电压，所述超级电容充电匹配电压端VCC_6V输入所述超级电容充电匹配电压。

所述第三二极管D2和第四二极管D3的作用与所述第一二极管D5和第二二极管D6的作用相同，选择MCU供电匹配电压端VCC_5V5和超级电容充电匹配电压端VCC_6V中电压较高的一端为后端第二降压芯片U4供电。超级电容是作为常供电断电后的储备电源，经过第一升压芯片U3升压后的MCU供电匹配电压端VCC_5V的电压值小于超级电容充电匹配电压端VCC_6V的电压值，保证常供电系统正常供电的使用过程中，不使用超级电容的存储电量。

所述第二降压芯片U4可以采用具有低静态电流的LDO芯片，其匹配的外围电路的设计由LDO芯片的参考设计决定，不同的降压芯片外围设计电路略有差别。电容C16、C17匹配LDO芯片共同构成LDO降压电路，将MCU供电匹配电压端VCC_5V5和超级电容充电匹配电压端VCC_6V经过选择后的电压降压到3.3V，即MCU供电端VCC_MCU_3V3输出的MCU供电电压为3.3V，此电压值可以根据实际需要采用的MCU适配变化。

进一步，本申请实施例的供电方法还包括：对超级电容充电后的输出电压进行升压以获得锁体供电匹配电压；选择所述常供电输入电压和锁体供电匹配电压中的较高电压作为锁体供电电压输出，所述锁体供电电压用于控制智能门的锁体电机。

对应地，参考图2，本申请实施例的供电系统还包括：锁体供电输入电路A7和锁体供电选择电路A8。所述锁体供电输入电路A7和锁体供电选择电路A8可应用于全自动锁体的供电，对于非全自动锁体的应用，可以不需要锁体供电输入电路A7和锁体供电选择电路A8，非全自动锁体的供电和MCU的供电使用同一路电源即可。

请参考图7，所述锁体供电输入电路A7包括超级电容充电输出电压端VBAT、锁体供电匹配电压端VCC_8V和第二升压电路A71，所述第二升压电路A71对所述超级电容充电输出电压端VBAT的电压进行升压后获得所述锁体供电匹配电压端VCC_8V的电压。

本实施例中，采用第二升压芯片U5及其匹配的外围电路实现对超级电容充电后的输出电压进行升压以获得锁体供电匹配电压；所述第二升压芯片U5包括连接锁体电机控制使能端PW_EN的控制引脚EN，所述锁体电机控制使能端PW_EN由所述MCU控制。

具体地，所述第二升压电路A71包括第二升压芯片U5及其匹配的外围电路。所述第二升压芯片U5可以采用能够提供大电流的DC-DC升压芯片，例如SGM6611C芯片，其外围电路的设计由SGM6611C芯片的参考设计决定，不同的升压芯片外围设计电路略有差别。电阻R13、R14、R15、R16、R18，电容C20、C21、C22、C23、C24、C25和电感L3，匹配SGM6611C芯片共同构成标准的DC-DC升压电路，将超级电容充电输出电压端VBAT提供的超级电容充电后的输出电压升压到8V，即锁体供电匹配电压端VCC_8V输出的锁体供电匹配电压为8V，锁体供电匹配电压端VCC_8V的电压8V为本实施例电路建议值，与锁体电机相匹配，此升压的电压值可以根据需要变化，在常供电系统正常供电时，所述锁体供电匹配电压小于所述常供电输入电压。

由于锁体由电机控制，一般需求电流比较大，所以DC-DC升压芯片可以选择有带电流限制功能的DC-DC升压芯片，如图7中第二升压芯片U5的引脚ILIM可以通过外部电阻配置，实现DC-DC输出电流限制，防止意外发生时，电机电流过大导致危险。

由于具有大输出电流的DC-DC升压芯片往往很难做到低功耗，如果芯片一直在工作，超级电容作为储备电源的电量就会很快被消耗掉。所以芯片需要有使能端，通过连接MCU的锁体电机控制使能端PW_EN控制第二升压芯片U5的使能引脚EN，当不需要电机工作的时候，MCU将锁体电机控制使能端PW_EN拉低，第二升压芯片U5不工作，近似认为芯片不耗电；当需要电机动作时，通过MCU将锁体电机控制使能端PW_EN拉高，第二升压芯片U5开始工作，可以输出电压给电机，从而驱动电机工作。这样可以有效降低超级电容的容量，降低方案成本，同时可以在相同容量的情况下，提高超级电容的使用时长。

请参考图8，所述锁体供电选择电路A8包括常供电输入电压端VCC_NORMAL、锁体供电匹配电压端VCC_8V和锁体供电端VCC_LOCK，所述锁体供电端VCC_LOCK选择常供电输入电压端VCC_NORMAL和锁体供电匹配电压端VCC_8V中电压较高的一端的电压输出。

本实施例中，选择所述常供电输入电压和锁体供电匹配电压中的较高电压采用第二肖特基二极管D4、第三MOS管Q3、第三限流电阻R12、第三下拉电阻R11、第三电容C18和第四电容C19实现。

具体地，所述锁体供电选择电路A8还包括：第二肖特基二极管D4、第三MOS管Q3、第三限流电阻R12、第三下拉电阻R11、第三电容C18和第四电容C19。

所述第二肖特基二极管D4的正极连接常供电输入电压端VCC_NORMAL，负极连接锁体供电端VCC_LOCK；所述第三电容C18和第四电容C19并联在锁体供电端VCC_LOCK和接地端D_GND之间；所述第三限流电阻R12和第三下拉电阻R11串联在常供电输入电压端VCC_NORMAL和接地端D_GND之间；所述第三MOS管Q3的漏极(Drain)连接锁体供电匹配电压端VCC_8V，栅极(Gate)连接所述第三限流电阻R12和第三下拉电阻R11的连接点，源极(Source)连接锁体供电端VCC_LOCK；所述常供电输入电压端VCC_NORMAL输入所述常供电输入电压，所述锁体供电匹配电压端VCC_8V输入所述锁体供电匹配电压，所述锁体供电端VCC_LOCK输出所述锁体供电电压。

所述第三MOS管Q3为PMOS管，第三下拉电阻R11为第三MOS管Q3的栅极下拉电阻。第三限流电阻R12的一端连接常供电输入电压端VCC_NORMAL，另一端连接第三下拉电阻R11的一端和第三MOS管Q3的栅极，第三下拉电阻R11的另一端连接接地端D_GND。第三限流电阻R12的阻值远小于第三下拉电阻R11的阻值，保证当常供电输入电压端VCC_NORMAL正常供电时，第三MOS管Q3的栅极电压近似等于常供电输入电压端VCC_NORMAL的电压(由于电阻R12和R11的分压关系会略小于)。D4为肖特基二极管，过电流大，正向压降小。

所述锁体供电选择电路A8的电路结构与所述超级电容供电选择电路A1的电路结构基本相同，其工作原理可以参考上述超级电容供电选择电路A1的说明。所述锁体供电选择电路A8的功能主要是比较常供电输入电压端VCC_NORMAL和锁体供电匹配电压端VCC_8V中哪一端的电压更高，选择电压较高的一端输入作为锁体供电端VCC_LOCK的供电输出，而两供电输入之间互不干扰。图8中的J2是连接端子，用于连接锁体，给锁体供电，为输出供电端子座。第三电容C18和第四电容C19为大容值电容，电机在启动瞬间会产生大的电流消耗，容易拉低输入端的电压，通过第三电容C18和第四电容C19两个大电容，可以有效降低电压跌落。

由于超级电容是作为常供电断电后的储备电源，在常供电系统正常供电时，经过第二升压芯片U5升压后的锁体供电匹配电压端VCC_8V的锁体供电匹配电压小于常供电输入电压端VCC_NORMAL提供的最低供电电压(常供电输入电压)，由此可以保证在常供电系统的正常使用过程中，不使用超级电容的存储电量。

下面结合附图说明本实施例的供电系统在实际应用中的工作过程，为简化说明，以下以信号端符号直接表示该端电压。

在只有常供电系统供电的情况下：

参考图3，常供电系统输出的VCC_NORMAL通过DC-DC降压芯片U2将常供电的8V～16V的电压转化为6V的输出电压VCC_6V，降压主要是为了兼容线性超级电容充电芯片U1，避免由于线性超级电容充电芯片输入和输出级间的压差太大，造成发热量增加，充电效率降低。

参考图1，6V输入电压提供给VCC_IN为超级电容充电，此时电路中MOS管Q2不导通，充电电流由电阻R3的阻值控制，电阻R3的阻值越大，给超级电容的充电电流就越小，这样可以实现在常供电的情况下，以小电流给超级电容充电，达到延长超级电容寿命的目的。

如果用户需要超级电容尽快充满电，然后执行常供电系统断电动作，可以通过配置参数通知MCU，MCU会控制电路中FAST_CHARGE_EN输出高电平，控制MOS管Q2导通，使得电阻R7和R3并联，根据并联公式，并联后的等效电阻为(R7*R3)/(R7+R3)，由公式可知，并联后的等效电阻低于其中任何一个电阻的阻值，而接到U1芯片IREF脚上的等效电阻越小，充电电流越大，从而实现软件控制快速充电的目的。

当超级电容充电到预设充电电压时，充电芯片U1进入回退供应保持状态，避免一直给超级电容充电，影响超级电容寿命，当超级电容的电压下降到一个阈值电压后，充电芯片U1会启动新一轮的充电循环，以保证超级电容的电量。

超级电容采用两级串联的方式，既能有效提高输出电压，又能在容量上不会因为多级串联，造成容量成倍下降，有利于缩小超级电容的体积和应用成本，同时能很好地做到单节电容的充电均衡。

在常供电模式下，由于存在MCU供电选择电路A6和锁体供电选择电路A8，参考图6和图8，超级电容的输出在电路中都没有实际进行供电。但是一旦常供电系统出现停电或者其他故障时，超级电容的输出电路可以实现无缝切换，保证后级系统不会断电。

在常供电系统断电，应急充电接口无输入的情况下：

系统由超级电容供电，由于超级电容在不同容量下，输出电压变化较大，对于两级串联的超级电容，输出电压VBAT变化范围为0V到5.4V左右，而MCU供电系统为3.3V，为保证MCU正常工作，采用先DC-DC升压到5.5V后，参考图5；再通过LDO降压到3.3V给MCU供电，参考图6。升压芯片U3采用具有轻载高效的DC-DC，同样降压LDO芯片U4也采用具有低静态电流的LDO，这样可以保证在使用超级电容供电的情况下，功耗做到最低，延长超级电容的使用时间和有效开门次数。

全自动锁体由超级电容供电，由于全自动锁体需要较大的电流才能实现开关锁的动作，而能够提供大电流的升压芯片一般静态电流比较大，如果长时间在电路中工作，会消耗超级电容大量的电能，为此，MCU供电和锁体供电采用分芯片单独供电的方式。参考图7，当需要开锁和关锁动作时，MCU通过控制端PW_EN使能升压芯片U5，VBAT升压到VCC_8V，然后供电给VCC_LOCK控制锁体进行开关动作；当开关动作执行完成后，MCU通过控制端PW_EN将升压芯片U5关闭，升压芯片U5不再消耗超级电容的电量，VCC_8V输出低电平，同样实现了延长超级电容使用时长和有效开关门次数的需求。

在超级电容没电，常供电系统断电的情况下：

在超级电容没电和常供电系统没电的情况下，智能门不能正常工作，此时需要通过应急充电接口给超级电容充电，用户都希望以最快的速度进行充电，从而实现最短的时间能够开关门。本系统采用动态电路，参考图1，当从应急充电接口充电时，VCC_BUS供电给VCC_IN为超级电容充电，并且MOS管Q2导通，充电电流变大，实现了通过应急充电接口可以快速充电的目的。

当超级电容总电压充到高于图5中的升压芯片U3的启动阈值电压后，MCU就能正常工作了，就可以通过系统软件正常控制门的开关动作。

在常供电系统有电，同时通过应急充电口给超级电容充电的情况下：

由于存在超级电容供电选择电路A1，即使应急充电接口有电压接入，也不会消耗应急充电接口的电量。系统会检测到应急充电接口接入，图1充电电路中MOS管Q2会导通，实现超级电容的快速充电。

综上，在常规情况下，系统电路是由常供电系统供电，并且常供电系统会一直给超级电容充电，选择电路的作用是在常供电模式下保证所有的供电都是由常供电系统提供，当常供系统断电后，系统可以无缝切换到由超级电容供电，而不会产生供电中断的现象。

用户在需要主动切断常供电前，为保证超级电容能够最大化待机，可以在切断常供电前通知MCU切换到快充模式，尽快充满超级电容的电，也可以通过应急充电接口接入充电压，启动快速充电，尽快充满超级电容的电量。在常供电不断电的情况下，充电不从应急充电接口取电，应急充电接口只是起到启动快速充电的作用。

在常供电断电和超级电容没有电的情况下，可以通过应急充电接口快速为超级电容充电，超级电容充电到一定电压后，整个系统就能正常工作，保证系统能够正常运行。

综上所述，在阅读本详细公开内容之后，本领域技术人员可以明白，前述详细公开内容可以仅以示例的方式呈现，并且可以不是限制性的。尽管这里没有明确说明，本领域技术人员可以理解本申请意图囊括对实施例的各种合理改变，改进和修改。这些改变，改进和修改旨在由本公开提出，并且在本公开的示例性实施例的精神和范围内。

Claims (13)

1.一种充电电路，其特征在于，包括：超级电容供电选择电路和超级电容充电电路；其中，

所述超级电容供电选择电路包括应急充电电压端、超级电容充电匹配电压端和超级电容充电供电端，所述超级电容充电供电端选择应急充电电压端和超级电容充电匹配电压端中电压较高的一端的电压输出；

所述超级电容充电电路包括超级电容充电芯片、超级电容充电供电端、应急充电电压端、快速充电控制端和超级电容充电输出电压端，所述超级电容充电供电端连接所述超级电容充电芯片的电压输入引脚，所述应急充电电压端或快速充电控制端控制所述超级电容充电芯片对超级电容进行充电的充电电流。

2.如权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述超级电容供电选择电路还包括：第一肖特基二极管、第一MOS管、第一限流电阻、第一下拉电阻、第一电容和第二电容；其中，

所述第一肖特基二极管的正极连接超级电容充电匹配电压端，负极连接超级电容充电供电端；所述第一电容和第二电容并联在超级电容充电供电端和接地端之间；所述第一限流电阻和第一下拉电阻串联在超级电容充电匹配电压端和接地端之间；所述第一MOS管的漏极连接应急充电电压端，栅极连接所述第一限流电阻和第一下拉电阻的连接点，源极连接超级电容充电供电端。

3.如权利要求1或2所述的充电电路，其特征在于，所述超级电容充电电路还包括：第一二极管、第二二极管、第二MOS管、第二限流电阻、第二下拉电阻、第一分压电阻和第二分压电阻；其中，

所述第一二极管的正极连接应急充电电压端，负极连接所述第二限流电阻的一端；所述第二二极管的正极连接快速充电控制端，负极连接所述第二限流电阻的一端；所述第二限流电阻的另一端连接所述第二下拉电阻的一端和所述第二MOS管的栅极，所述第二下拉电阻的另一端连接接地端和所述第二MOS管的源极；所述第一分压电阻的一端连接所述超级电容充电芯片的充电电流输入引脚，另一端连接接地端；所述第二分压电阻的一端连接所述超级电容充电芯片的充电电流输入引脚，另一端连接所述第二MOS管的漏极。

4.如权利要求1所述的充电电路，其特征在于，所述超级电容充电芯片对两级串联的超级电容进行充电。

5.一种供电系统，其特征在于，包括：常供电输入电路、应急充电输入电路、权利要求1至4任一项所述的充电电路、MCU供电输入电路和MCU供电选择电路；其中，

所述常供电输入电路包括常供电输入电压端、超级电容充电匹配电压端和第一降压电路，所述第一降压电路对所述常供电输入电压端的电压进行降压后获得所述超级电容充电匹配电压端的电压；

所述应急充电输入电路包括应急充电电压端；

所述MCU供电输入电路包括超级电容充电输出电压端、MCU供电匹配电压端和第一升压电路，所述第一升压电路对所述超级电容充电输出电压端的电压进行升压后获得所述MCU供电匹配电压端的电压；

所述MCU供电选择电路包括超级电容充电匹配电压端、MCU供电匹配电压端、电压选择电路、第二降压电路和MCU供电端，所述电压选择电路选择所述超级电容充电匹配电压端和MCU供电匹配电压端中电压较高的一端的电压提供至所述第二降压电路，所述第二降压电路对所述电压选择电路提供的电压进行降压后获得所述MCU供电端的电压。

6.如权利要求5所述的供电系统，其特征在于，所述第一降压电路包括第一降压芯片及其匹配的外围电路。

7.如权利要求5所述的供电系统，其特征在于，所述应急充电输入电路包括USB应急充电接口，所述应急充电电压端连接所述USB应急充电接口的电压输出引脚。

8.如权利要求7所述的供电系统，其特征在于，所述应急充电输入电路还包括对所述应急充电电压端的电压进行分压的电阻分压电路。

9.如权利要求5所述的供电系统，其特征在于，所述第一升压电路包括第一升压芯片及其匹配的外围电路。

10.如权利要求5所述的供电系统，其特征在于，所述电压选择电路包括第三二极管和第四二极管，所述第三二极管的正极连接MCU供电匹配电压端，所述第四二极管的正极连接超级电容充电匹配电压端；所述第二降压电路包括第二降压芯片及其匹配的外围电路，所述第二降压芯片的电压输入引脚连接第三二极管的负极和第四二极管的负极。

11.如权利要求5所述的供电系统，其特征在于，还包括：锁体供电输入电路和锁体供电选择电路；其中，

所述锁体供电输入电路包括超级电容充电输出电压端、锁体供电匹配电压端和第二升压电路，所述第二升压电路对所述超级电容充电输出电压端的电压进行升压后获得所述锁体供电匹配电压端的电压；

所述锁体供电选择电路包括常供电输入电压端、锁体供电匹配电压端和锁体供电端，所述锁体供电端选择常供电输入电压端和锁体供电匹配电压端中电压较高的一端的电压输出。

12.如权利要求11所述的供电系统，其特征在于，所述第二升压电路包括第二升压芯片及其匹配的外围电路，所述第二升压芯片包括连接锁体电机控制使能端的控制引脚，所述锁体电机控制使能端由MCU控制。

13.如权利要求11所述的供电系统，其特征在于，所述锁体供电选择电路还包括：第二肖特基二极管、第三MOS管、第三限流电阻、第三下拉电阻、第三电容和第四电容；其中，

所述第二肖特基二极管的正极连接常供电输入电压端，负极连接锁体供电端；所述第三电容和第四电容并联在锁体供电端和接地端之间；所述第三限流电阻和第三下拉电阻串联在常供电输入电压端和接地端之间；所述第三MOS管的漏极连接锁体供电匹配电压端，栅极连接所述第三限流电阻和第三下拉电阻的连接点，源极连接锁体供电端。

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