CN212909355U - 一种谐振高压闭环变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型提供一种谐振高压闭环变换器，包括信号调理单元、功率调整单元、整流滤波单元、PWM控制单元、谐振变换单元、变压器和倍压电路。整流滤波单元将变压器反馈绕组的正弦信号整形为反馈直流信号传输至信号调理单元。信号调理单元将参考直流信号和反馈直流信号调理为幅值可调的直流电平。功率调整单元将幅值可调的直流电平作为驱动信号传输至谐振变换单元。谐振变换单元受PWM控制单元产生的PWM控制信号控制，将功率调整单元输出的直流电压信号谐振变换为固定频率的正弦波信号，传输至变压器。本实用新型通过采用正弦波在变压器绕组间的无损耦合，将输出波形信号通过整形和反馈实现闭环控制，实现输出电压的稳定。

Description

一种谐振高压闭环变换器

技术领域

本实用新型涉及小功率高压变换器供电领域，尤其是涉及一种谐振高压闭环变换器。

背景技术

在起辉类负载供电领域，当电源变换器收到控制指令后，将低压直流电通过变换器实现逆变后倍压得到高电压，短时间提供脉冲电流使得负载正常起辉。控制指令取消后，电源变换器停止起辉供电。该供电特性具有电压高、电流小、时间短的特点。由于输出电压较高，选用的升压变压器变比较大，不可避免的形成较大的漏感。如果采用PWM开关控制，会导致传输效率较低，输出电压幅值不易稳定控制。因此，通常选用谐振控制方式，变压器工作在正弦波形变换状态，通过调整占空比实现输出预定的电压幅值。此时变压器波形无法实现完整正弦波形，畸变率较高。该方式具有变压器传输效率高的特点，但由于输出电压为较高电压，不利于电压采样并闭环控制，因此，在输入电压波动以及宽温度范围内，输出电压波动较大。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种谐振高压闭环变换器，可以解决现有技术中的谐振控制方式产生的畸变率高、不利于电压采样闭环控制的问题。

本实用新型的目的是通过以下技术方案实现的：

一种谐振高压闭环变换器，包括信号调理单元、功率调整单元、整流滤波单元、PWM控制单元、谐振变换单元、变压器和倍压电路；整流滤波单元的输入端连接变压器的反馈绕组，整流滤波单元的输出端连接信号调理单元的第一输入端；信号调理单元的第二输入端输入一个参考直流信号，信号调理单元的输出端连接功率调整单元的输入端；功率调整单元的输出端连接谐振变换单元的输入端；PWM控制单元输出驱动信号到谐振变换单元的控制端；谐振变换单元的输出端连接变压器的输入绕组；变压器的输出绕组经被压电路倍压后输出电压为后级电路供电。

进一步的，所述的PWM控制单元包括控制芯片和两个驱动芯片，所述的控制芯片至少包括两个输出引脚，所述的两个输出引脚输出两路控制信号到两个驱动芯片，两个驱动芯片输出四路驱动信号到谐振变换单元的控制端。

进一步的，所述的两路控制信号的频率固定、占空比各为50％。

进一步的，所述的谐振变换单元包括第一电容(C21)、第二电容(C22)、第一MOS管(V21)、第二MOS管(V22)、第三MOS管(V23)和第四MOS管(V24)；第一MOS管(V21)的栅极、第二MOS管(V22)的栅极、第三MOS管(V23)的栅极和第四MOS管(V24)的栅极为谐振变换单元的控制端；第一MOS管(V21) 的漏极和第三MOS管(V23)的漏极连接输入电压；第二MOS管(V22)的源极和第四MOS管(V24)的源极连接参考地；第一MOS管(V21)的源极连接第二 MOS管(V22)的漏极和第二电容(C22)的一端；第三MOS管(V23)的源极连接第四MOS管(V24)的漏极；第二电容(C22)的另一端和第三MOS管(V23) 的源极作为谐振变换单元的输出端；第一电容(C21)连接在输入电压和参考地之间。

进一步的，所述的功率调整单元包括第五MOS管(V31)和第一电阻(R31)；第五MOS管(V31)的漏极连接输入电压；第五MOS管(V31)的栅极作为功率调整单元的输入端；第五MOS管(V31)的源极作为功率调整单元的输出端；第一电阻(R31)连接在第五MOS管(V31)的源极和栅极之间。

进一步的，所述的整流滤波单元整流桥、第一电感(L41)、第三电容(C41)、第二电阻(R41)、第三电阻(R42)、第四电阻(R43)和第五电阻(R44)；整流桥的正输入端连接输入正，整流桥的负输入端连接输入负，整流桥的输出端连接第一电感(L41)的一端，整流桥的接地端接地；第三电容(C41)连接在第一电感(L41)的另一端和地之间；第二电阻(R41)的一端连接第一电感 (L41)的另一端；第二电阻(R41)的另一端分别连接第四电阻(R43)的一端和第五电阻(R44)的一端后作为整流滤波单元的输出端；第三电阻(R42)连接第四电阻(R43)的另一端和第五电阻(R44)的另一端；第三电阻(R42)的另一端接地。

进一步的，所述的信号调理单元包括第六电阻(R61)、第七电阻(R62)、功率放大器(U61)、第四电容(C61)；整流滤波单元输出的反馈直流信号经第六电阻(R61)后输入到功率放大器(U61)的反相输入端；功率放大器(U61) 的同相输入端输入参考直流信号；功率放大器(U61)的输出端输出一幅值可调的直流电平；第七电阻(R62)与第四电容(C61)串联后连接在功率放大器(U61) 的反相输入端于输出端之间。

进一步的，所述的倍压电路为4倍至8倍的倍压电路。

本实用新型的谐振高压闭环变换器，通过采用正弦波在变压器绕组间的无损耦合，将输出波形信号通过整形和反馈实现闭环控制，保证变压器工作在完整的正弦耦合状态，降低了变压器波形的畸变率，实现输出电压的稳定。

附图说明

图1为本实用新型的谐振高压闭环变换器的电路结构框图；

图2为本实用新型的谐振高压闭环变换器中PWM控制单元的电路原理图；

图3为本实用新型的谐振高压闭环变换器中谐振变换单元的电路原理图；

图4为本实用新型的谐振高压闭环变换器中功率调整单元的电路原理图；

图5为本实用新型的谐振高压闭环变换器中整流滤波单元的电路原理图；

图6为本实用新型的谐振高压闭环变换器中参考直流信号的电路原理图；

图7为本实用新型的谐振高压闭环变换器中信号调理单元的电路原理图；

图8为本实用新型的谐振高压闭环变换器中倍压电路的电路原理图。

具体实施方式

下面结合附图对本公开实施例进行详细描述。

以下通过特定的具体实例说明本公开的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本公开的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本公开一部分实施例，而不是全部的实施例。本公开还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本公开的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本公开中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本公开保护的范围。

本实用新型的谐振高压闭环变换器，包括参考直流信号、信号调理单元、功率调整单元、整流滤波单元、PWM控制单元、谐振变换单元、变压器和倍压电路。谐振变换单元具有输入端、输出端和控制端。信号功率调整单元具有输入端和输出端。PWM控制单元具有输出端。信号调理单元具有第一输入端、第二输入端和输出端。整流滤波单元具有输入端和输出端。被压电路具有输入端和输出端。

整流滤波单元的输入端连接变压器的反馈绕组，输出端连接信号调理单元的第一输入端。信号调理单元的第二输入端输入参考直流信号。信号调理单元的输出端连接功率调整单元的输入端。功率调整单元的输出端连接谐振变换单元的输入端。PWM控制单元输出两路控制信号到谐振变换单元的控制端。谐振变换单元的输出端连接变压器的输入绕组(也称原边绕组)。变压器的输出绕组 (也称副边绕组)经被压电路后输出电压为后级电路供电。

本实用新型的工作原理为：PWM控制单元产生占空比各为50％的固定频率的 PWM控制信号，作为谐振变换单元的驱动信号。PWM控制单元产生一定频率、50％占空比的方波(即控制信号)。该方波信号驱动谐振变换单元，使得谐振变换单元工作在固定频率理想谐振情况下。此时功率调整单元的输出经过谐振变换单元逆变为正弦波。高压变压器利用正弦波特性的良好耦合，根据变压器变比进行波形变换，一部分直接作为输出波形经倍压单元变换为高压直流电。变压器中的反馈绕组与输出绕组实现良好耦合，较好的与输出波形保持一致，降低了变压器波形的畸变率，实现输出电压的稳定。最终通过整流滤波单元进行调节传输至信号调理单元，实现对参考给定信号的跟随，最终实现输出电压的闭环控制。

谐振变换单元接收到PWM控制单元产生的PWM控制信号后，将功率调整单元输出的直流电压信号谐振变换为固定频率的正弦波信号，传输至变压器。

参考直流信号作为整个谐振高压闭环变换器的闭环控制的参考给定值，传输至信号调理单元。

整流滤波单元采用全桥整流方式，并通过低通滤波将变压器反馈绕组耦合的正弦信号整形为反馈直流信号，传输至信号调理单元。

信号调理单元将参考直流信号和整流滤波单元输出的反馈直流信号进行调理，调理后为一幅值可调的直流电平，该直流电平传输至功率调整单元。通过信号调理单元将给定的参考直流信号与整流滤波单元输出的反馈直流信号通过典型PI控制器进行调节，得到幅值可调的直流电平，实现了反馈直流信号对参考直流信号的幅值稳定跟踪。信号调理单元输出的直流电源为一变化值，将功率调整单元的输出进行幅值调节。

功率调整单元收到信号调理单元输出的幅值可调的直流电平信号后，将直流电平信号作为驱动信号，功率调整单元跟随该驱动信号对输出进行幅值调整，传输至谐振变换单元。

变压器分为三部分绕组，分别为输入绕组、输出绕组和反馈绕组。输入绕组接收谐振变换单元输出的正弦波。输出绕组经耦合将输入绕组幅值根据变比转换为同频率的正弦波，并传递至倍压电路。反馈绕组经耦合将输出幅值根据变比转换为同频率的正弦波，并传递至整流滤波单元。变压器在绕制时，反馈绕组与输出绕组紧密耦合，实现良好反馈。

所述的倍压电路将变压器中输出绕组的正弦波进行倍压后输出给后级电路。倍压电路根据电源输出要求进行设计，通常选定4至8倍的倍压电路。

具体地，在本申请的优选实施例中，PWM控制单元通过控制芯片U1、驱动芯片N1和N2来实现。如图2所示，经控制芯片U1的输出引脚OUTB输出第一路驱动信号D1，经控制芯片U1的输出引脚OUTA输出第二路驱动信号D2。第一路驱动信号D1和第二路驱动信号D2频率固定，占空比各为50％。上述两路驱动信号作为驱动芯片N1和N2的输入信号，N1和N2输出的驱动信号为DR1-DR4，分别提供给谐振变换单元作为控制端的驱动信号。本实例中采用UC2525双路PWM 变换器，通过设定参数，控制器工作在最大占空比，各50％。也可以采用其他双路控制器实现PWM信号输出。选用IR2101作为驱动芯片，并设置外围电路，具备桥臂驱动能力。

具体地，在本申请的优选实施例中，谐振变换单元的电路图如图3所示。包括电容C21、电容C22、MOS管V21、MOS管V22、MOS管V23和MOS管V24。 MOS管V21的栅极、MOS管V22的栅极、MOS管V23的栅极和MOS管V24的栅极为谐振变换单元的控制端。MOS管V21的栅极输入驱动芯片N1的输出信号DR1。 MOS管V22的栅极输入驱动芯片N1输出的驱动信号DR2。MOS管V23的栅极输入驱动芯片N2输出的驱动信号DR3。MOS管V24的栅极输入驱动芯片N2输出的驱动信号DR4。MOS管V21的漏极和MOS管V23的漏极连接输入电压VIN。MOS管 V22的源极和MOS管V24的源极连接参考地SGND。MOS管V21的源极连接MOS管 V22的漏极和电容C22的一端。MOS管V23的源极连接MOS管V24的漏极。电容 C22的另一端和MOS管V23的源极作为谐振变换单元的输出端。电容C21连接在输入电压VIN和参考地SGND之间。

本实例中的谐振变换单元采用全桥变换拓扑结构，并增加一颗隔直流通交流的电容C22，同时实现谐振功能，该拓扑结构也可以选用半桥结构。

具体地，在本申请的优选实施例中，功率调整单元的电路图如图4所示。包括MOS管V31和电阻R31。MOS管V31的漏极连接输入电压VIN。MOS管V31 的栅极作为功率调整单元的输入端接入信号调理单元输出的幅值可调的直流电平VS。MOS管V31的源极作为功率调整单元的输出端。电阻R31连接在MOS管 V31的源极和栅极之间。

功率调整单元将信号调理单元输出的控制信号作为功率器件的驱动信号，根据功率器件开通原理，输出一个比驱动信号幅值低2至3V的功率电平，该功率电平较整体输入电源电压低，部分功耗损失在功率器件上，需要根据功率损耗合理算则功率器件型号和散热方式。

具体地，在本申请的优选实施例中，整流滤波单元的电路图如图5所示，包括由二极管D1、D2、D3、D4组成的整流桥、电感L41、电容C41、电阻R41、电阻R42、电阻R43和电阻R44。整流桥的正输入端连接输入正V+，整流桥的负输入端连接输入负V-。整流桥的输出端连接电感L41的一端。整流桥的接地端接地。电容C41连接在电感L41的另一端和地之间，电感L41与电容C41组成 LC滤波。电阻R41的一端连接电感L41的另一端。电阻R41的另一端分别连接电阻R43的一端和电阻R44的一端后作为整流滤波单元的输出端。电阻R42连接电阻R43的另一端和电阻R44的另一端。电阻R42的另一端接地。整流滤波单元的工作原理为：变压器反馈绕组两端的电压经整流桥整流后，变为正半周期的正弦波。再经过LC滤波后成为直流电压信号。该直流电压信号就是反馈直流电压信号。

参考直流信号是一个直流电平，该直流电平可以通过电压基准产生，或者其他稳定电路分压产生，具有较为平稳的品质即可。图6为常见的产生一个直流电平的稳定电路。由于其比较常见，因此不赘述其工作原理。

具体地，在本申请的优选实施例中，信号调理单元如图7所示。其中包括电阻R61、功率放大器U61、电阻R62、电容C61。整流滤波单元输出的反馈直流信号VFB经电阻R61后输入到功率放大器U61的反相输入端。功率放大器U61 的同相输入端输入参考直流信号VREF。功率放大器U61的输出端输出一幅值可调的直流电平VS。电阻R62与电容C61串联后连接在功率放大器U61的反相输入端于输出端之间。信号调理单元采用典型PI调节方式，主要起电压跟随作用，实现反馈直流信号VFB跟随参考直流信号VREF的目的。

具体地，在本申请的优选实施例中，倍压电路可以选择现有技术中的倍压电路，只要能实现倍压即可。优选4倍至8倍的倍压电路。以4倍压电路为例进行说明，如图8所示。包括二极管D71、二极管D72、二极管D73、二极管D74、电容C71、电容C72、电容C73和电容C74。倍压电路的连接关系和工作原理属于本领域的现有技术，在此不展开详细描述。

在本实用新型中，除非另有明确的规定和限定，术语“相连”、“连接”等术语应做广义理解，例如，可以是电连接或彼此可通讯；可以是直接电相连，也可以通过中间媒介间接电相连，可以是两个元件内部的连通或两个元件的相互作用关系，除非另有明确的限定。对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语在本实用新型中的具体含义。

以上仅为说明本实用新型的实施方式，并不用于限制本实用新型，对于本领域的技术人员来说，凡在本实用新型的精神和原则之内，不经过创造性劳动所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，包括信号调理单元、功率调整单元、整流滤波单元、PWM控制单元、谐振变换单元、变压器和倍压电路；整流滤波单元的输入端连接变压器的反馈绕组，整流滤波单元的输出端连接信号调理单元的第一输入端；信号调理单元的第二输入端输入一个参考直流信号，信号调理单元的输出端连接功率调整单元的输入端；功率调整单元的输出端连接谐振变换单元的输入端；PWM控制单元输出驱动信号到谐振变换单元的控制端；谐振变换单元的输出端连接变压器的输入绕组；变压器的输出绕组经被压电路倍压后输出电压为后级电路供电。

2.根据权利要求1所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的PWM控制单元包括控制芯片和两个驱动芯片，所述的控制芯片至少包括两个输出引脚，所述的两个输出引脚输出两路控制信号到两个驱动芯片，两个驱动芯片输出四路驱动信号到谐振变换单元的控制端。

3.根据权利要求2所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的两路控制信号的频率固定、占空比各为50％。

4.根据权利要求1所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的谐振变换单元包括第一电容(C21)、第二电容(C22)、第一MOS管(V21)、第二MOS管(V22)、第三MOS管(V23)和第四MOS管(V24)；第一MOS管(V21)的栅极、第二MOS管(V22)的栅极、第三MOS管(V23)的栅极和第四MOS管(V24)的栅极为谐振变换单元的控制端；第一MOS管(V21)的漏极和第三MOS管(V23)的漏极连接输入电压；第二MOS管(V22)的源极和第四MOS管(V24)的源极连接参考地；第一MOS管(V21)的源极连接第二MOS管(V22)的漏极和第二电容(C22)的一端；第三MOS管(V23)的源极连接第四MOS管(V24)的漏极；第二电容(C22)的另一端和第三MOS管(V23)的源极作为谐振变换单元的输出端；第一电容(C21)连接在输入电压和参考地之间。

5.根据权利要求1所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的功率调整单元包括第五MOS管(V31)和第一电阻(R31)；第五MOS管(V31)的漏极连接输入电压；第五MOS管(V31)的栅极作为功率调整单元的输入端；第五MOS管(V31)的源极作为功率调整单元的输出端；第一电阻(R31)连接在第五MOS管(V31)的源极和栅极之间。

6.根据权利要求1所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的整流滤波单元整流桥、第一电感(L41)、第三电容(C41)、第二电阻(R41)、第三电阻(R42)、第四电阻(R43)和第五电阻(R44)；整流桥的正输入端连接输入正，整流桥的负输入端连接输入负，整流桥的输出端连接第一电感(L41)的一端，整流桥的接地端接地；第三电容(C41)连接在第一电感(L41)的另一端和地之间；第二电阻(R41)的一端连接第一电感(L41)的另一端；第二电阻(R41)的另一端分别连接第四电阻(R43)的一端和第五电阻(R44)的一端后作为整流滤波单元的输出端；第三电阻(R42)连接第四电阻(R43)的另一端和第五电阻(R44)的另一端；第三电阻(R42)的另一端接地。

7.根据权利要求1所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的信号调理单元包括第六电阻(R61)、第七电阻(R62)、功率放大器(U61)、第四电容(C61)；整流滤波单元输出的反馈直流信号经第六电阻(R61)后输入到功率放大器(U61)的反相输入端；功率放大器(U61)的同相输入端输入参考直流信号；功率放大器(U61)的输出端输出一幅值可调的直流电平；第七电阻(R62)与第四电容(C61)串联后连接在功率放大器(U61)的反相输入端于输出端之间。

8.根据权利要求1所述的一种谐振高压闭环变换器，其特征在于，所述的倍压电路为4倍至8倍的倍压电路。

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