CN212752125U - 反激开关电源的限流电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型提出了一种反激开关电源的限流电路，包括限流保护电路及采样电阻RS，采样电阻RS串联接入反激变换器原边开关管S1的源极与地之间，所述限流电路还包括前沿消隐电路及开关管S2。本实用新型的前沿消隐电路可根据反激变换器不同的原边峰值电流产生自适应的前沿消隐时间信号，使消隐时间可以跟随原边峰值电流变化，能使原边电流信息采样更准确，避免开关管导通时的高频尖峰引起误采样，避免开关电源限流保护的误动作。

Description

反激开关电源的限流电路

技术领域

本实用新型涉及反激开关电源技术领域，尤其涉及一种反激开关电源的限流电路。

背景技术

反激式开关电源因其结构简单、体积小、成本低等优点被广泛应用于小功率负载设备场合，对反激式开关电源进行限流保护时，通常将采样电阻串联在原边开关管的源极与地之间，在原边开关管导通阶段，对采样电阻上的电压信息进行采样，并与设定的电压阈值进行比较，在采样电阻上的电压高于设定阈值时，通过限流保护电路关闭原边开关管驱动电路的输出，达到关断原边开关管的目的，以实现反激式开关电源的限流保护。

在实际的反激变换器中，由于存在漏感和非理想因素，在每个开关周期内，能量并不是无损地从原边传输到副边。漏感能量无法通过磁芯耦合到副边，会导致每个开关管导通初期的原边电流波形产生振荡，随着原边峰值电流增大，振荡更严重，导致原边电流采样误差，需要通过前沿消隐电路引入一段前沿消隐时间，以屏蔽开关管导通初期的尖峰振荡，避免误采样。传统限流电路中，前沿消隐电路引入的前沿消隐时间固定，当输入电压上升或负载变重时，原边峰值电流增大，过短的前沿消隐时间可能无法完全屏蔽掉电流振荡尖峰，导致原边电流采样信息误差大；当输入电压下降或者负载变轻时，原边峰值电流减小，过长的前沿消隐时间又可能将整个原边电流信息屏蔽掉，导致无法采样到电流信息。

实用新型内容

有鉴于此本实用新型提出了一种反激开关电源的限流电路，以解决传统反激开关电源限流电路引入固定的前沿消隐时间而导致原边电流采样信息不准确的问题。

本实用新型的技术方案是这样实现的：一种反激开关电源的限流电路，包括限流保护电路及采样电阻RS，采样电阻RS串联接入反激变换器原边开关管S1的源极与地之间，所述限流电路还包括前沿消隐电路及开关管S2；

开关管S1源极与采样电阻RS的公共端经开关管S2连接所述限流保护电路的输入端，所述限流保护电路的输出端连接开关管S1的驱动电路的控制端；

所述前沿消隐电路的第一输入端连接所述驱动电路的输出端，所述前沿消隐电路的输出端连接开关管S2的控制极，所述前沿消隐电路在所述驱动电路输出低电平时输出一低电平控制开关管S2关断；

所述前沿消隐电路的第二输入端连接开关管S1源极与采样电阻RS的公共端，在所述驱动电路输出高电平时，开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压对所述前沿消隐电路进行充电并最终使所述前沿消隐电路输出一高电平控制开关管S2导通，开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压越大，所述前沿消隐电路输出高电平所需的充电时间越长。

可选的，采样电阻RS为精密电阻。

可选的，开关管S2为NMOS管。

可选的，所述前沿消隐电路包括负相关特性的电压控制电流源VCCS、非门U1～U3、NMOS管S3以及电容C3；

NMOS管S3的栅极为所述前沿消隐电路的第一输入端，所述驱动电路的输出端经非门U3连接NMOS管S3的栅极；

电压控制电流源VCCS的受控端为所述前沿消隐电路的第二输入端，电压控制电流源VCCS的输出端经电容C3接地，电压控制电流源VCCS输出端与电容C3的公共端依次经非门U1、非门U2连接开关管S2的控制极，电压控制电流源VCCS输出端与电容C3的公共端还经NMOS管S3接地。

可选的，所述限流保护电路包括比较器U5以及非门U7；

开关管S1源极与采样电阻RS的公共端经开关管S2连接比较器U5的同相输入端，比较器U5的反相输入端接入第一参考电压，比较器U5的输出端经非门U7连接所述驱动电路的控制端。

可选的，所述限流保护电路还包括比较器U4、定时器及与门U6；

开关管S1源极与采样电阻RS的公共端还经开关管S2连接比较器U4的同相输入端，比较器U4的反相输入端接入第二参考电压，比较器U4的输出端经定时器连接与门U6的第一输入端，比较器U4的输出端还直接连接与门U6的第二输入端，与门U6的输出端连接非门U7的输入端，定时器为高电平有效且在计时阶段输出低电平、计时结束后输出高电平。

可选的，定时器为555定时器构成。

本实用新型的限流电路相对于现有技术具有以下有益效果：

(1)本实用新型的前沿消隐电路可根据反激变换器不同的原边峰值电流产生自适应的前沿消隐时间信号，使消隐时间可以跟随原边峰值电流变化，能使原边电流信息采样更准确，避免开关管导通时的高频尖峰引起误采样，避免开关电源限流保护的误动作；

(2)本实用新型的的限流保护电路具有双重限流点，并且当负载电流大于较高限流点时开始启动内部计时，计时结束时负载电流大于较高限流点系统关闭，在不改变外围电路、不损伤系统效率的情况下具有瞬时峰值负载电流输出能力，降低了系统成本，提供了系统工作可靠性。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型的限流电路的电路图；

图2为本实用新型的限流电路的部分电路图；

图3为本实用新型的限流电路的另一部分电路图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施方式，对本实用新型实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本实用新型一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本实用新型中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本实用新型保护的范围。

如图1所示，本实施例的反激开关电源的限流电路包括限流保护电路及采样电阻RS，采样电阻RS串联接入反激变换器原边开关管S1的源极与地之间，限流电路还包括前沿消隐电路及开关管S2。开关管S1源极与采样电阻RS的公共端经开关管S2连接限流保护电路的输入端，限流保护电路的输出端连接开关管S1的驱动电路的控制端。前沿消隐电路的第一输入端连接驱动电路的输出端，前沿消隐电路的输出端连接开关管S2的控制极，前沿消隐电路在驱动电路输出低电平时输出一低电平控制开关管S2关断。前沿消隐电路的第二输入端连接开关管S1源极与采样电阻RS的公共端，在驱动电路输出高电平时，开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压对前沿消隐电路进行充电并最终使前沿消隐电路输出一高电平控制开关管S2导通，开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压越大，前沿消隐电路输出高电平所需的充电时间越长。其中，本实施例优选采样电阻RS为精密电阻，可提高原边电流的采样精度。优选开关管S2为NMOS管，成本较低。

如图1所示，变压器T1、开关管S1、电容C1～C2、电阻R1、二极管D1～D2构成传统反激式开关电源的反激变换器，R0为负载，电容C1、电阻R1以及二极管D1构成反激变换器的RCD吸收回路。一般的，在开关管S1导通阶段，反激变换器原边漏感能量随着原边电流增大而增大，在开关管S1关断时，漏感存储的能量无法传输到副边。虽然大部分能量被RCD吸收回路消耗掉，但由于二极管本身的导通压降和反向恢复等效应，漏感能量不能完全被消耗，仍有一部分存储于寄生的电感、电容中。在下个周期，开关管S1导通时，这一部分能量将通过开关管S1释放，使得原边电流产生振荡尖峰，可能导致开关管S1的电流信息被误采样，从而影响电流检测精度。为解决未被RCD电路吸收的漏感能量在开关管S1导通初期会引起尖峰振荡的问题，传统的解决办法是在电流采样电路中引入一段固定的前沿消隐时间，以屏蔽导通初期的尖峰振荡，避免误采样。但是，当输入电压上升或负载变重时，原边峰值电流增大，过短的前沿消隐时间可能无法完全屏蔽掉电流振荡尖峰。当输入电压下降或者负载变轻时，原边峰值电流减小，过长的前沿消隐时间又可能将整个原边电流信息屏蔽掉，导致无法采样到电流信息。此外，较长的前沿消隐时间将增加系统的静态功耗。

本实施例中，如图2所示，前沿消隐电路包括负相关特性的电压控制电流源VCCS、非门U1～U3、NMOS管S3以及电容C3。NMOS管S3的栅极为前沿消隐电路的第一输入端，驱动电路的输出端经非门U3连接NMOS管S3的栅极。电压控制电流源VCCS的受控端为前沿消隐电路的第二输入端，电压控制电流源VCCS的输出端经电容C3接地，电压控制电流源VCCS输出端与电容C3的公共端依次经非门U1、非门U2连接开关管S2的控制极，电压控制电流源VCCS输出端与电容C3的公共端还经NMOS管S3接地。

本实施例中，驱动电路输出的开关信号Vgate经非门U3控制NMOS管S3。当开关信号Vgate为低电平时，非门U3输出高电平，NMOS管S3导通，电容C3上的电压通过NMOS管S3放电，图1中电容C3上的电压Vc为低电平，经非门U1～U2输出低电平的前沿消隐信号，此时开关管S1、S2均断开，无需进行电流采样。当开关信号Vgate为高电平时，非门U3输出低电平，NMOS管S3断开，电压控制电流源VCCS开始对电容C3充电，直到电容C3上的电压Vc达到非门U1的翻转阈值，Vc经过非门U1～U2输出高电平的前沿消隐信号，电容C3上的电压达到非门U1翻转阈值的充电时间即为前沿消隐电路产生的消隐时间。由于电压控制电流源VCCS为负相关特性，反激变换器的原边峰值电流越大，采样电阻RS上的采样电压Vrs越大，电压控制电流源VCCS产生的电流越小。由电流对电容充电特性可知，电流越小，充电速度越慢。因此，电压控制电流源VCCS产生的电流对电容C3充电的过程中，电压Vc达到非门U1的翻转阈值所需的时间越长。反之，反激变换器的原边峰值电流越小，采样电阻RS上的采样电压Vrs也就越小，电压控制电流源VCCS产生的电流越大，对电容C3充电越快，电压Vc达到非门U1的翻转阈值所需的时间就越短，前沿消隐信号的消隐时间也就越短。从而实现了开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压(即Vrs)与前沿消隐电路输出高电平所需时间呈正比。在电压Vc达到非门U1的翻转阈值后，前沿消隐电路便可控制开关管S2导通，实现正常的电流采样。

这样，本实施例的前沿消隐电路可根据反激变换器不同的原边峰值电流产生自适应的前沿消隐时间信号，使消隐时间可以跟随原边峰值电流变化，能使原边电流信息采样更准确，避免开关管导通时的高频尖峰引起误采样，避免开关电源限流保护的误动作；且产生的自适应前沿消隐时间可以减小电流采样电路的轻载静态功耗。

本实施例中，如图3所示，限流保护电路包括比较器U5以及非门U7。开关管S1源极与采样电阻RS的公共端经开关管S2连接比较器U5的同相输入端，比较器U5的反相输入端接入第一参考电压，比较器U5的输出端经非门U7连接驱动电路的控制端。

第一参考电压为预先设定的保护电压阈值，当采样电压Vrs高于第一参考电压时，比较器U5输出高电平，经非门U7输出低电平控制驱动电路停止输出，以实现保护开关管S1的作用。

一般的，在一些应用场合中，如网络设备、音响设备、马达等，往往要求开关电源在瞬时或启动时具有较高的输出电流能力，而正常工作时不需要较高的输出电流能力。为了获得较高的输出电流能力，往往只能减小电流采样电阻RCS，同样的初级电流情况下减小电流采样电压。这种做法往往带来转换效率的降低，并且存在较大的安全隐患。比如一个额定输出15V、2A的开关电源系统，要求最大输出电流能力为2.5A，设计第一参考电压对应的限流值就要满足大于2.5A。这样系统在异常负载或故障时，输出15V、2.5A时就可以持续工作，然而系统热设计往往满足不了15V、2.5A的条件，这就带来极大的安全隐患。解决这个问题的办法只有选用更大规格的元器件材料，满足输出15V、2.5A时的热设计，这会极大提高系统成本。

由此，如图3所示，本实施例进一步优选限流保护电路还包括比较器U4、定时器及与门U6。开关管S1源极与采样电阻RS的公共端还经开关管S2连接比较器U4的同相输入端，比较器U4的反相输入端接入第二参考电压，比较器U4的输出端经定时器连接与门U6的第一输入端，比较器U4的输出端还直接连接与门U6的第二输入端，与门U6的输出端连接非门U7的输入端，定时器为高电平有效且在计时阶段输出低电平、计时结束后输出高电平。其中，定时器为555定时器构成的常见电路。

本实施例中，可选第一参考电压大于第二参考电压，比如一个额定输出15V、2A的开关电源系统，第一参考电压对应的限流值可为2.8A，第二参考电压对应的限流值可为2.3A。当反激变换器原边电流增大时，若电流采样电压Vrs大于第一参考电压，则可直接控制开关管S1关断；若电流采样电压Vrs大于第二参考电压，比较器U4输出高电平脉冲启动定时器开始计时，与门U6输出低电平，开关管S1正常工作。定时器计时阶段，开关电源具有瞬时较高的输出电流能力。从而本实施例在负载电流增大时，不是立即发出保护动作，而是启动一个计时动作，同时检测负载电流是否大于最高的限流点，如果负载电流大于第一参考电压对应的限流值则系统判定过流发出保护动作，如果负载电流小于第一参考电压对应的限流值则系统不做保护动作。当计时结束后负载电流小于第二参考电压对应的限流值则系统保持正常工作，如果计时结束负载电流仍然大于第二参考电压对应的限流值则系统发出过流保护动作。第一参考电压对应的限流值在不同条件下对最大输出电流提供了严格的限制。

这样，本实施例的限流保护电路具有双重限流点，并且当负载电流大于较高限流点时开始启动内部计时，计时结束时负载电流大于较高限流点系统关闭，在不改变外围电路、不损伤系统效率的情况下具有瞬时峰值负载电流输出能力，降低了系统成本，提供了系统工作可靠性。

以上仅为本实用新型的较佳实施方式而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种反激开关电源的限流电路，包括限流保护电路及采样电阻RS，采样电阻RS串联接入反激变换器原边开关管S1的源极与地之间，其特征在于，所述限流电路还包括前沿消隐电路及开关管S2；

开关管S1源极与采样电阻RS的公共端经开关管S2连接所述限流保护电路的输入端，所述限流保护电路的输出端连接开关管S1的驱动电路的控制端；

所述前沿消隐电路的第一输入端连接所述驱动电路的输出端，所述前沿消隐电路的输出端连接开关管S2的控制极，所述前沿消隐电路在所述驱动电路输出低电平时输出一低电平控制开关管S2关断；

所述前沿消隐电路的第二输入端连接开关管S1源极与采样电阻RS的公共端，在所述驱动电路输出高电平时，开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压对所述前沿消隐电路进行充电并最终使所述前沿消隐电路输出一高电平控制开关管S2导通，开关管S1源极与采样电阻RS的公共端输出电压越大，所述前沿消隐电路输出高电平所需的充电时间越长。

2.如权利要求1所述的反激开关电源的限流电路，其特征在于，采样电阻RS为精密电阻。

3.如权利要求1所述的反激开关电源的限流电路，其特征在于，开关管S2为NMOS管。

4.如权利要求1所述的反激开关电源的限流电路，其特征在于，所述前沿消隐电路包括负相关特性的电压控制电流源VCCS、非门U1～U3、NMOS管S3以及电容C3；

NMOS管S3的栅极为所述前沿消隐电路的第一输入端，所述驱动电路的输出端经非门U3连接NMOS管S3的栅极；

电压控制电流源VCCS的受控端为所述前沿消隐电路的第二输入端，电压控制电流源VCCS的输出端经电容C3接地，电压控制电流源VCCS输出端与电容C3的公共端依次经非门U1、非门U2连接开关管S2的控制极，电压控制电流源VCCS输出端与电容C3的公共端还经NMOS管S3接地。

5.如权利要求1所述的反激开关电源的限流电路，其特征在于，所述限流保护电路包括比较器U5以及非门U7；

开关管S1源极与采样电阻RS的公共端经开关管S2连接比较器U5的同相输入端，比较器U5的反相输入端接入第一参考电压，比较器U5的输出端经非门U7连接所述驱动电路的控制端。

6.如权利要求5所述的反激开关电源的限流电路，其特征在于，所述限流保护电路还包括比较器U4、定时器及与门U6；

开关管S1源极与采样电阻RS的公共端还经开关管S2连接比较器U4的同相输入端，比较器U4的反相输入端接入第二参考电压，比较器U4的输出端经定时器连接与门U6的第一输入端，比较器U4的输出端还直接连接与门U6的第二输入端，与门U6的输出端连接非门U7的输入端，定时器为高电平有效且在计时阶段输出低电平、计时结束后输出高电平。

7.如权利要求6所述的反激开关电源的限流电路，其特征在于，定时器为555定时器构成。

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