CN211457015U - 一种适用于分相电网的双向变换结构 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种适用于分相电网的双向变换结构，包括：两直流母线滤波电容；三输出功率线，三输出功率线的一端分别与分相电网的第一火线、第二火线以及零线连接；由输出功率线分别与开关管、滤波电感连接构成的两桥臂形成的逆变电路；当变换结构工作时，当处于分相电网运行模式时，通过控制开关管的导通和截止，使得变换结构于并网时控制其每一相的输出电流及相位差，以及变换结构于离网时控制输出功率线的电压及相位差，使得现有技术的单相逆变器能够同时适用于单相电网和分相电网，并且当与分相电网连接并处于离网运行模式下时，无需增设额外的变压器分相即可满足不同电压输出的要求。

Description

一种适用于分相电网的双向变换结构

技术领域

本实用新型属于电力电子变换器技术领域，具体地说，涉及一种适用于分相电网的双向变换结构。

背景技术

逆变器是将直流电逆变成交流电的系统，通常的，逆变器包括并网运行和离网运行模式。并网运行模式，即是将诸如太阳能等的光伏组件发电产生的直流电你变成交流电，在满足本地负载消耗后，将多余的电能输送至电网，也即并网模式；而离网运行模式，则是在电网异常或者停止向电网输送时，逆变器离网运行并输出固定电压，并向与逆变器离网输出端连接的负载提供电能的模式，也即离网模式。

世界范围内的家用供电系统主要包括单相电网系统和分相(Split Phase)电网系统两种。其中，家用单相电网系统是由三相电网系统中的一根火线和零线构成，在该种系统下，火线对零线电压为220V或230V，故而，适配单相电网系统区域的家用电器设备只有230V的电压等级。相应的，分相电网系统则是由三相电网系统中的两根火线和零线构成，在该种系统下，火线对零线电压是101V或者120V(后续以120V为例说明)，而火线对火线电压是202V或者240V(后续以240V为例说明)，因此，分相电网系统下的家用电器设备也具有120V和240V两种等级，一般，120V电压等级的电器为小功率电器，240V电压等级的电器为大功率电器。

然而，现有的单相逆变器大多是按照单相电网系统设置的，当现有的单相逆变器连接至单相电网系统并处于并网运行模式下时，逆变器交流端口连接到单相电网系统的火线和零线上，此时，流过火线和零线的电流相等。

而，如若需要将现有技术下的该种按照单相电网系统设置的单相逆变器运用至分相电网系统时，则又是将单相逆变器的交流输出端口连接到分相电网系统中的两根火线上，并且令分相电网系统的中性线(即N线)悬空不接，又或者是仅仅是将中性线连接至设备内部的电网电压采样电路上。实际使用过程中，例如光伏逆变器或储能逆变器连接至电网处于并网运行模式时，逆变器输出电流流经分相电网的两根火线(L1和L2)，且流经两根火线的电流应当相等，而分相电网连接到逆变器的中性线N不流过电流，故而，由于此时流经两根火线的电流相等，则在该模式下，逆变器无法对电网的两相输出不同的功率，现有技术下，当要求每一相单独防逆流的应用中，当电网两相的用电功率不一致时，逆变器只能按照电流小的一相电流值输出，才能使得每一火线都不向电网输出能量。可以想象，当光伏能量充足时，为满足防逆流要求，则上述的这种逆变器按照小电流的单相电流值输出的方式势必造成能量的浪费。

另一方面，当电网异常，按照单相电网系统设置的逆变器(光伏逆变器或储能逆变器)与当前电网断开并处于离网运行模式下工作，并为与之连接的负载供电时，如前所述，由于按照单相电网系统设置的逆变器只能输出120V或240V中的一种电压等级，而无法同时输出两种等级的电压，也即，无法对不同电压等级的多个家庭用电设备同时进行供电。

为解决上述技术问题，也即使得传统的逆变器离网运行模式下能够同时输出120V和240V两种电压等级，现有技术中的一种常用的方式是在逆变器离网输出端口连接工频隔离变压器或者自耦变压器进行分相，这种方式下，逆变器离网运行模式下只输出240V一种电压等级，而工频隔离变压器或者自耦变压器对输出电压进行分相从而可以得到120V和240V两种电压。然而，该常用方式中，由于采用了工频隔离变压器或者自耦变压器，导致逆变器自身体积增大，且设备整体质量较重，再加上附加变压器自身的能量消耗，使得系统整体效率也相应地降低。另一方面的问题是当处于离网运行模式的逆变器切换至工频隔离变压器或自耦变压器的过程中，变压器励磁要求逆变器输出较大的浪涌电流(峰值电流)，加上缺乏有效手段对浪涌电流进行抑制，从而容易对逆变器内部的半导体器件、继电器或保险丝造成损坏。

当然，在现有技术中也可以采用连接电子分相器的方式以取代工频隔离变压器或自耦变压器，然而，连接电子分相器是由开关管，电感和电容等储能设备构成的环路，为起到分相作用，其可以被看成是在原系统上增加了一级功率变换回路，又由于增加了更多的元器件，自然在变换过程中也产生了额外的能量损耗，且进一步增加了设备成本，使得系统配置过程更加繁琐。

有鉴于此，应当对现有技术进行改进，以解决现有技术中存在的前述技术问题。

实用新型内容

本实用新型所要解决的技术问题是克服现有技术的不足，提供一种变换结构，运用该结构的逆变器能够同时适用于单相电网和分相电网，并且当其与分相电网连接时控制每一相的输出电流和相位差，而处于离网运行模式下时，无需增设额外的变压器或电子分相器分相即可满足不同电压输出的要求，显著降低变换器离网需要分相电压时的系统成本，同时能够降低变换过程中的能量损耗。

为解决以上技术问题，本实用新型采取的一种适用于分相电网的双向变换结构，所述适用于分相电网的双向变换结构包括：两直流母线滤波电容，定义为第一滤波电容和第二滤波电容；三输出功率线，三所述输出功率线的一端都连接至所述第一滤波电容和第二滤波电容之间，三输出功率线的另一端分别与分相电网的第一火线、第二火线以及零线连接，则将三输出功率线分别定义为第一火线输出功率线、第二火线输出功率线和零线输出功率线；由所述第一火线输出功率线和第二火线输出功率线分别与开关管、滤波电感连接构成的两桥臂形成的逆变电路；辅助开关件，该辅助开关件使得所述变换结构于单相电网运行模式和分相电网运行模式下切换，其中，当所述变换结构工作时，通过控制单元控制所述辅助开关件的通断，使得所述变换结构处于单相电网运行模式或分相电网运行模式，当所述变换结构处于分相电网运行模式时，通过控制所述开关管的导通和截止，使得所述变换结构于并网时控制其每一相的输出电流及相位差，以及所述变换结构于离网时控制所述输出功率线的电压及相位差。

进一步优选地，定义由第一火线输出功率线构成的桥臂为第一桥臂，由第二火线输出功率线构成的桥臂为第二桥臂，其中，第一桥臂上包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，以及第一滤波电感；第二桥臂上包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管，以及第二滤波电感。

又进一步优选地，第一桥臂上，第一开关管的漏极连接至所述第一滤波电容，所述第一开关管的源极与第三开关管的源极连接，所述第三开关管的漏极与所述第二开关管的漏极连接，第二桥臂上，所述第六开关管的漏极与所述第七开关管的漏极连接，所述第七开关管的源极与所述第八开关管的漏极连接，所述第八开关管的源极连接至所述第二滤波电容，其中，所述第二开关管的源极与所述第六开关管的源极都连接至所述第一滤波电容和第二滤波电容之间的中点上，且，所述第四开关管的漏极连接至所述第一开关管的源极，其源极连接至所述第八开关管的源极至所述第二滤波电容之间，所述第五开关管的漏极与所述第一开关管的漏极连接，所述第五开关管的源极与所述第八开关管的漏极连接。

更进一步优选地，所述辅助开关件包括第一开关件和第二开关件，其中，所述第一开关件的一端连接至所述第二开关管和第三开关管之间，其另一端连接至所述第六开关管和第七开关管之间，所述第二开关件设置于所述零线输出功率线上，则，当所述变换结构处于所述单相电网运行模式，则所述第一开关件闭合，第二开关件断开；当所述变换结构处于所述分相电网运行模式，所述第一开关件断开，第二开关件闭合。

再进一步优选地，所述控制单元为至少一个独立数字控制器，当所述变换结构处于分相电网运行模式下时，所述控制单元独立控制所述第一桥臂和第二桥臂上的能量流动，其中，所述控制单元向每个所述开关管发送驱动信号，以控制所述开关管的导通和截止。

又再进一步优选地，当所述变换结构处于分相电网运行模式下时，所述控制单元控制所述第一开关管和第二开关管、第三开关管和第四开关管、第五开关管和第六开关管、以及第七开关管和第八开关管择一导通。

由于以上技术方案的采用，本实用新型相较于现有技术具有如下的有益技术效果：

1、配置三条输出功率线，三条输出功率线的一端都连接至所述第一滤波电容和第二滤波电容之间，三输出功率线的另一端分别与分相电网的第一火线、第二火线以及零线连接，这样在该变换结构中，输出功率线与分相电网的零线连接，变换结构内部给零线提供了电流回路使得分相电网的零线不但可以用于采样电路进行采样，且同时有电流通过，解决了现有技术下的逆变器与分相电网连接时，逆变器并网时，无法对分相电网的两相输出不同的电流，而于离网时，无法分别控制第一火线对零线以及第二火线对零线的电压和相位的技术问题；

2、基于前述的原因，由于三输出功率线分别连接分相电网的第一火线、第二火线以及零线，则由于此变换结构给分相电网的零线提供了功率回路，使得并网时，逆变器可以对分相电网的两相输出不同的功率，也即可以控制每相输出，从而也可以实现对每一相单独防逆流；

3、逆变器处于离网运行状态时，控制分相电网的第一火线、第二火线与零线之间的电压为120V，第一火线对零线的相位与第二火线对零线的相位差为180度，这样，即可使得第一火线对第二火线的电压为240V，从而实现同时输出120V和240V两种电压等级，解决了现有技术下，基于单相电网设计的逆变器连接分相电网时，无法同时输出不同等级电压的技术问题；

4、由于取代了现有技术下通过增设变压器分相，或者外接电子分享器以实现不同等级电压输出的方法，从而使得系统整体复杂度降低，减少了系统元器件的使用，显著降低了系统配置安装的工作量和系统运营成本；

5、基于上述优点，使得现有技术下基于单相电网设计的逆变器，即可以适用于单相电网，也可以适用于分相电网，并且，通过引入辅助的第一开关件和第二开关件，实现通过控制开关件的开启和关闭，完成逆变器变换结构运行模式的切换，降低了变换过程中系统能量的损耗；

6、通过独立的多个控制器分别控制两桥臂内的多个开关管，又或者是通过独立的控制器为每一开关管配置开关时序，从而实现对逆变器的整个变换过程中每一桥臂的能量流动的可控，为实现并网时控制每一相输出电流，离网时控制每一相的电压和相位提供了基础。

附图说明

图1为示意图，示出了本实用新型的一个较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构；

图2为示意图，示出了图1所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构与单相电网连接的结构；

图3为示意图，示出了图1所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构与分相电网连接的结构；

图4为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构中第一开关管至第四开关管的驱动信号；

图5为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构中第五开关管至第八开关管的驱动信号；

图6为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态1时的等效电路结构；

图7为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态2时的等效电路结构；

图8为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态3时的等效电路结构；

图9为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态4时的等效电路结构；

图10为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态5时的等效电路结构；

图11为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态6时的等效电路结构；

图12为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构并网，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态7时的等效电路结构；

图13为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者在离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态8时的等效电路结构。

具体实施方式

下面将参考附图来描述本实用新型所述的一种适用于分相电网的双向变换结构及输出控制方法的实施例。本领域的普通技术人员可以认识到，在不偏离本实用新型的精神和范围的情况下，可以用各种不同的方式对所描述的实施例进行修正。因此，附图和描述在本质上是说明性的，而不是用于限制权利要求的保护范围。此外，在本说明书中，附图未按比例画出，并且相同的附图标记表示相同的部分。

需要说明的是，本实用新型实施例中所使用“第一”和“第二”的表述均是为了区分两个相同名称非相同的实体或者非相同的参量，可见“第一”、“第二”仅为了表述的方便，不应理解为对实用新型实施例的限定，后续实施例对此不再一一说明。

本实用新型所述的双向变换结构可以是用于与光伏阵列的太阳能板或者是例如蓄电池的直流源，也可以是与另一级DCDC变换器连接，从而将太阳能板产生的又或者是DCDC变换器输出的直流电压，通过控制单元控制变换结构涉及的辅助开关件的通断切换其运行模式(包括单相电网运行模式和分相电网运行模式)，以及当变换结构处于分相电网运行模式时，通过控制开关管的导通和截止，使得变换结构于并网时控制其每一相的输出电流及相位差，以及与离网时控制输出功率线的电压及相位差从而使得所述的变换结构能够在并网时在第一和第二火线上输出不同功率；在离网时，输出不同的电压等级，通常的以美国地区分相电网为例，即是输出120V和240V两种电压。

具体地说，图1为示意图，示出了本实用新型的一个较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构。如图1所示，直流侧连接两直流母线滤波电容，定义为第一滤波电容C1和第二滤波电容C2，第一滤波电容C1和第二滤波电容C2的电压理论值应该是等于二分之一的直流母线电压，为方便说明，在该较佳实施例中，定义第一滤波电容C1和第二滤波电容C2的电压都为上正下负。

配置三根输出功率线，三根输出功率线分别对应电网的第一火线L1、第二火线L2和零线N(N线)，将三根输出功率线根据连接关系定义为第一火线输出功率线10、第二火线输出功率线20和零线输出功率线30，第一火线输出功率线10、第二火线输出功率线20和零线输出功率线30的一端都共同连接至第一滤波电容C1和第二滤波电容C2之间的中点位置。

第一火线输出功率线10构成的桥臂为第一桥臂，第一桥臂上包括第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3以及第一滤波电感La。参看图1，第一开关管S1的漏极连接至第一滤波电容C1，其源极与第三开关管S3的源极连接，第三开关管S3的漏极与第二开关管S2的漏极连接，从而第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第一滤波电容C1连接形成回路，而第二开关管S2、第三开关管S3和第一滤波电感La构成第一火线输出功率线10，并使得第一火线输出功率线10从第一滤波电容C1和第二滤波电容C2之间的中点连接至第一火线L1。第二火线输出功率线20构成的桥臂为第二桥臂，第二桥臂上包括第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8以及第二滤波电感Lb。参看图1，第六开关管S6的漏极与第七开关管S7的漏极连接，第七开关管S7的源极与第八开关管S8的漏极连接，第八开关管S8的源极连接至所述第二滤波电容C2，从而第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8和第二滤波电容C2连接形成回路，而第六开关管S6、第七开关管S7和第二滤波电感Lb构成第二火线输出功率线20，并使得第二火线输出功率线20从第一滤波电容C1和第二滤波电容C2之间的中点连接至第二火线L2。同时，第一桥臂上还包括第四开关管S4，第二桥臂上还包括第五开关管S5，第四开关管S4的漏极连接至第一开关管S1的源极，而第四开关管S4的源极是连接至第八开关管S8的源极至第二滤波电容C2之间；第五开关管S5的漏极与第一开关管S1的漏极连接，第五开关管S5的源极与第八开关管S8的漏极连接。这样，第四开关管S4和第五开关管S5是分别连接第一桥臂和第二桥臂的开关管，从而通过控制开关管的时序，可以实现能量的流动方向的控制，继而实现控制输出电压的目的。在另一较佳实施例中，变换结构中的第二开关管S2和第三开关管S3，第六开关管S6和第七开关管S7也可可以同时调换漏源极，也即，将前述实施例中的连接方式调整为，第一开关管S1的漏极连接至第一滤波电容C1，其源极与第三开关管S3的漏极连接，第三开关管S3的源极与第二开关管S2的源极连接，从而第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3和第一滤波电容C1连接形成回路；同时，第六开关管S6与第七开关管S7的连接方式调整为，第六开关管S6的源极与第七开关管S7的源极连接，第七开关管S7的漏极与第八开关管S8的漏极连接，第八开关管S8的源极连接至所述第二滤波电容C2，从而第六开关管S6、第七开关管S7、第八开关管S8和第二滤波电容C2连接形成回路，这样与前述实施例中的连接方式等效。

值得一提的是，在本实用新型的不同实施例中，开关管的选用可以是例如门极可关断晶闸管(GTO)、电力晶体管(GTR)、功率场效率晶体管(VMOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、集成门极换流晶闸管(IGCT)和对称门极换流晶闸管(SGCT)等，本实用新型的实施例不限于此。

在配置辅助开关件，包括第一开关件T1和第二开关管件T2，第一开关件T1的一端连接至第二开关管S2和第三开关管S3之间，其另一端连接至第六开关管S6和第七开关管S7之间，第二开关件T2设置于零线输出功率线30上。图2为示意图，示出了图1所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构与单相电网连接处于并网运行模式下的结构，参看图2，实际使用时，当与普通单相电网连接时，是保持第一开关件T1闭合，第二开关件T2断开，该模式下，由于第二开关件T2断开，从而将零线断开，则零线上没有电流流过；由于第一开关件T1件闭合，则使得如图所示的第二开关管S2和第六开关管S6旁路，也即，将变换结构切换至单相电网运行模式，此时，变换结构的第一火线输出功率线连接单相电网的L，第二火线输出功率线连接单相电网的N线。

图3为示意图，示出了图1所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构与分相电网连接的结构。如上所述，当变换结构运用于逆变器采样到分相电网时，是将第一开关件T1保持断开状态，而将第二开关件T2保持闭合状态，从而工作在分相电网模式，给零线提供功率回路，并网可以单独控制每一相电流(功率)，离网可以控制每一相的电压和相位。在该较佳实施例中，通过两个独立SPWM控制器分别向第一至第八开关管发送驱动信号，也即，一SPWM控制器控制第一开关管至第四开关管(S1～S4)的导通和截止，另一SPWM控制器控制第五开关管至第八开关管(S5～S8)的导通和截止,从而，使得每一控制器对应一相桥臂，控制该桥臂上的能量流动方向，当然，在本实用新型的其他实施例中，也可以通过单独的控制器，控制所有开关管的通断，但以能够实现桥臂的独立控制为佳。

图4为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构中第一开关管至第四开关管的驱动信号。图5为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构中第五开关管至第八开关管的驱动信号；参看图4和图5，SPWM控制器发送的驱动信号中，对应第一至第八开关管(S1～S8)，分别为PWM1～PWM8，则有PWM1和PWM2互补导通，PWM3和PWM4互补导通，PWM5和PWM6互补导通，PWM7和PWM8互补导通。也即是，SPWM控制器控制第一开关管和第二开关管、第三开关管和第四开关管、第五开关管和第六开关管、以及第七开关管和第八开关管择一导通。

基于上述的变换结构，在实际运用中，不论是处于并网运行状态下工作又或者是处于离网运行状态下工作，其输出侧输出的交流电都呈包括正负两半周的正弦波，又由于控制互补的开关管之间择一导通，则存在8种可能的工作状态，下面结合附图说明当本变换结构输出电压处于正半周和负半周时的8个逆变工作过程状态。

图6为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态1时的等效电路结构。在状态1下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为高，PWM2为低，PWM3为高，PWM4为低，PWM5为低，PWM6为高，PWM7为低，PWM8为高，对应到相应的开关管则有第一开关管S1导通，第二开关管S2关断，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断，第五开关管S5关断，第六开关管S6导通，第七开关管S7关断，第八开关管S8导通。参看图6，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第一滤波电容C1的正极为起点，流经S1→La→L1→N→T2回到第一滤波电容C1的负极；与此同时，第二桥臂的能量以第二滤波电容C2的正极为起点，流经N→L2→Lb→S8回到第二滤波电容C2的负极。

图7为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态2时的等效电路结构。在状态2下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为高，PWM2为低，PWM3为高，PWM4为低，PWM5为低，PWM6为高，PWM7为高，PWM8为低，对应到相应的开关管则有第一开关管S1导通，第二开关管S2关断，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断，第五开关管S5关断，第六开关管S6导通，第七开关管S7导通，第八开关管S8关断。参看图7，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第一滤波电容C1的正极为起点，流经S1→La→L1→N→T2回到第一滤波电容C1的负极；与此同时，第二桥臂的能量以第二滤波电感Lb的左端为起点，流经S7→S6→第二滤波电容→T2→N→L2回到第二滤波电感Lb的右端。

图8为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态3时的等效电路结构；在状态3下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为低，PWM2为高，PWM3为高，PWM4为低，PWM5为低，PWM6为高，PWM7为低，PWM8为高，对应到相应的开关管则有第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断，第五开关管S5关断，第六开关管S6导通，第七开关管S7关断，第八开关管S8导通。参看图8，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第一滤波电感La的右端为起点，流经L1→N→T2→S2→S3回到第一滤波电感La的左端；与此同时，第二桥臂的能量以第二滤波电感Lb的左端为起点，流经S7→S6→C2→T2→N→L2回到第二滤波电感Lb的右端。

图9为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于正半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态4时的等效电路结构。在状态4下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为低，PWM2为高，PWM3为高，PWM4为低，PWM5为低，PWM6为高，PWM7为高，PWM8为低，对应到相应的开关管则有第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断，第五开关管S5关断，第六开关管S6导通，第七开关管S7导通，第八开关管S8关断。参看图9，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第一滤波电感La的右端为起点，流经L1→N→T2→S2→S3回到第一滤波电感La的左端；与此同时，第二桥臂的能量以第二滤波电感Lb的左端为起点，流经S7→S6→C2→T2→N→L2第二滤波电感Lb的右端。

图10为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态5时的等效电路结构。在状态5下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为低，PWM2为高，PWM3为低，PWM4为高，PWM5为高，PWM6为低，PWM7为高，PWM8为低，对应到相应的开关管则有第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第三开关管S3关断，第四开关管S4导通，第五开关管S5导通，第六开关管S6关断，第七开关管S7导通，第八开关管S8关断。参看图10，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第二滤波电容C2的正极为起点，流经T2→N→L1→La→S4回到第二滤波电容C2的负极；与此同时，第二桥臂的能量以第一滤波电容C1的正极为起点，流经S5→Lb→L2→N→T2回到第一滤波电容C1的负极。

图11为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态6时的等效电路结构。在状态6下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为低，PWM2为高，PWM3为低，PWM4为高，PWM5为低，PWM6为高，PWM7为高，PWM8为低，对应到相应的开关管则有第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第三开关管S3关断，第四开关管S4导通，第五开关管S5关断，第六开关管S6导通，第七开关管S7导通，第八开关管S8关断。参看图11，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第二滤波电容C2的正极为起点，流经T2→N→L1→La→S4回到第二滤波电容C2的负极；与此同时，第二桥臂的能量以第二滤波电感Lb的右端为起点，流经L2→N→T2→S6→S7回到第二滤波电感Lb的左端。

图12为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态7时的等效电路结构。在状态7下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为低，PWM2为高，PWM3为高，PWM4为低，PWM5为高，PWM6为低，PWM7为高，PWM8为低，对应到相应的开关管则有第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断，第五开关管S5导通，第六开关管S6关断，第七开关管S7导通，第八开关管S8关断。参看图12，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第一滤波电感La的左端为起点，流经S3→S2→T2→N→L1回到第一滤波电感La的右端；与此同时，第二桥臂的能量以第一滤波电容C1的正极为起点，流经S5→Lb→L2→N→T2回到第一滤波电容C1的负极。

图13为示意图，示出了图3所示的较佳实施例中所述的适用于分相电网的双向变换结构，在并网时分相电网电压或者离网时输出L1-L2电压处于负半周时，控制单元控制双向变化结构处于状态8时的等效电路结构。在状态8下，SPWM控制器的驱动信号为PWM1为低，PWM2为高，PWM3为高，PWM4为低，PWM5为低，PWM6为高，PWM7为高，PWM8为低，对应到相应的开关管则有第一开关管S1关断，第二开关管S2导通，第三开关管S3导通，第四开关管S4关断，第五开关管S5关断，第六开关管S6导通，第七开关管S7导通，第八开关管S8关断。参看图13，附图中的实心箭头示出了流经第一电感La的能量的流动方向，空心箭头示出了流经第二电感Lb的能量的流动方向，则如图所示，变换架构处于此状态时，第一桥臂的能量以第一滤波电感La的左端为起点，流经S2→S2→T2→N→L1回到第一滤波电感La的右端；与此同时，第二桥臂的能量以第二滤波电感Lb的右端为起点，流经L2→N→T2→S6→S7回到第二滤波电感Lb的左端。

逆变器在离网运行时，可以控制每根火线对零线的电压和相位，以使得第一火线L1和第二火线L2对零线N的电压都是120V，与此同时，配置第一火线L1对零线N电压的相位和第二火线L2对零线N电压的相位相差，从而实现控制第一火线L1对第二火线L2的输出电压。例如，配置第一火线L1对零线N电压的相位和第二火线L2对零线N电压的相位差为180°，则使得第一火线L1对第二火线L2的输出电压为240V。然而，而实际电网中，由于电网频率和相位与理论值存在偏差，则第一火线L1对零线N和第二火线L2对零线N的有效电压值都是120V，而第一火线L1对零线N的相位和第二火线L2对零线N的相位差可能是179°或181°，因此，在这种情况下第一火线L1与第二火线L2之间的有效电压值是小于240V的。基于实际电网中的上述情况，进一步地可以通过调节第一火线L1对零线N和第二火线L2对零线的相位差，从而实现控制第一火线L1和第二火线L2之间的输出电压的目的，例如，如果调整第一火线L1对零线N和第二火线L2对零线N的相位差是0°，则此时第一火线L1与第二火线L2之间的有效电压值为0V。这样，如果动态调节第一火线L1对零线N和第二火线L2对零线N的相位差，即可以调节第一火线与第二火线之前的有效电压值在0V至240V的范围内变化。因此，当包含本实用新型的较佳实施例所述的功率架构的逆变器处于离网运行状态时，通过控制输出电压，可以同时输出120V和240V电压，从而解决传统逆变器离网时无法同时为120V负载和240V负载供电的问题。

由于以上技术方案的采用，本实用新型相较于现有技术具有如下的有益技术效果：

1、配置三条输出功率线，三条输出功率线的一端都连接至所述第一滤波电容和第二滤波电容之间，三输出功率线的另一端分别与分相电网的第一火线、第二火线以及零线连接，这样在该变换结构中，输出功率线与分相电网的零线连接，变换结构内部给零线提供了电流回路使得分相电网的零线不但可以用于采样电路进行采样，且同时有电流通过，解决了现有技术下的逆变器与分相电网连接时，逆变器并网时，无法对分相电网的两相输出不同的电流，而于离网时，无法分别控制第一火线对零线以及第二火线对零线的电压和相位的技术问题；

2、基于前述的原因，由于三输出功率线分别连接分相电网的第一火线、第二火线以及零线，则由于此变换结构给分相电网的零线提供了功率回路，使得并网时，逆变器可以对分相电网的两相输出不同的功率，也即可以控制每相输出，从而也可以实现对每一相单独防逆流；

3、逆变器处于离网运行状态时，控制分相电网的第一火线、第二火线与零线之间的电压为120V，第一火线对零线的相位与第二火线对零线的相位差为180度，这样，即可使得第一火线对第二火线的电压为240V，从而实现同时输出120V和240V两种电压等级，解决了现有技术下，基于单相电网设计的逆变器连接分相电网时，无法同时输出不同等级电压的技术问题；

4、由于取代了现有技术下通过增设变压器分相，或者外接电子分享器以实现不同等级电压输出的方法，从而使得系统整体复杂度降低，减少了系统元器件的使用，显著降低了系统配置安装的工作量和系统运营成本；

5、基于上述优点，使得现有技术下基于单相电网设计的逆变器，即可以适用于单相电网，也可以适用于分相电网，并且，通过引入辅助的第一开关件和第二开关件，实现通过控制开关件的开启和关闭，完成逆变器变换结构运行模式的切换，降低了变换过程中系统能量的损耗；

6、通过独立的多个控制器分别控制两桥臂内的多个开关管，又或者是通过独立的控制器为每一开关管配置开关时序，从而实现对逆变器的整个变换过程中每一桥臂的能量流动的可控，为实现并网时控制每一相输出电流，离网时控制每一相的电压和相位提供了基础。

以上对本实用新型做了详尽的描述，实施例的说明只是用于帮助理解本实用新型的方法及其核心思想，其目的在于让熟悉此领域技术的人士能够了解本实用新型的内容并据以实施，并不能以此限制本实用新型的保护范围。凡根据本实用新型精神实质所作的等效变化或修饰，都应涵盖在本实用新型的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种适用于分相电网的双向变换结构，其特征在于，所述适用于分相电网的双向变换结构包括：

两直流母线滤波电容，定义为第一滤波电容和第二滤波电容；

三输出功率线，三所述输出功率线的一端都连接至所述第一滤波电容和第二滤波电容之间，三输出功率线的另一端分别与分相电网的第一火线、第二火线以及零线连接，则将三输出功率线分别定义为第一火线输出功率线、第二火线输出功率线和零线输出功率线；

由所述第一火线输出功率线和第二火线输出功率线分别与开关管、滤波电感连接构成的两桥臂形成的逆变电路；

辅助开关件，该辅助开关件使得所述变换结构于单相电网运行模式和分相电网运行模式下切换，其中，

当所述变换结构工作时，通过控制单元控制所述辅助开关件的通断，使得所述变换结构处于单相电网运行模式或分相电网运行模式，当所述变换结构处于分相电网运行模式时，通过控制所述开关管的导通和截止，使得所述变换结构于并网时控制其每一相的输出电流及相位差，以及所述变换结构于离网时控制所述输出功率线的电压及相位差。

2.根据权利要求1所述的适用于分相电网的双向变换结构，其特征在于，定义由第一火线输出功率线构成的桥臂为第一桥臂，由第二火线输出功率线构成的桥臂为第二桥臂，其中，

第一桥臂上包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管，以及第一滤波电感；

第二桥臂上包括第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管，以及第二滤波电感，且，所述第四开关管和第五开关管的两端分别与所述第一桥臂和第二桥臂连接。

3.根据权利要求2所述的适用于分相电网的双向变换结构，其特征在于，第一桥臂上，第一开关管的漏极连接至所述第一滤波电容，所述第一开关管的源极与第三开关管的源极连接，所述第三开关管的漏极与所述第二开关管的漏极连接，第二桥臂上，所述第六开关管的漏极与所述第七开关管的漏极连接，所述第七开关管的源极与所述第八开关管的漏极连接，所述第八开关管的源极连接至所述第二滤波电容，其中，

所述第二开关管的源极与所述第六开关管的源极都连接至所述第一滤波电容和第二滤波电容之间的中点上，且，所述第四开关管的漏极连接至所述第一开关管的源极，其源极连接至所述第八开关管的源极至所述第二滤波电容之间，所述第五开关管的漏极与所述第一开关管的漏极连接，所述第五开关管的源极与所述第八开关管的漏极连接。

4.根据权利要求3所述的适用于分相电网的双向变换结构，其特征在于，所述辅助开关件包括第一开关件和第二开关件，其中，

所述第一开关件的一端连接至所述第二开关管和第三开关管之间，其另一端连接至所述第六开关管和第七开关管之间，所述第二开关件设置于所述零线输出功率线上，则，当所述变换结构处于所述单相电网运行模式，则所述第一开关件闭合，第二开关件断开；当所述变换结构处于所述分相电网运行模式，所述第一开关件断开，第二开关件闭合。

5.根据权利要求4所述的适用于分相电网的双向变换结构，其特征在于，所述控制单元为至少一个独立数字控制器，当所述变换结构处于分相电网运行模式下时，所述控制单元独立控制所述第一桥臂和第二桥臂上的能量流动，其中，

所述控制单元向每个所述开关管发送驱动信号，以控制所述开关管的导通和截止。

6.根据权利要求5所述的适用于分相电网的双向变换结构，其特征在于，当所述变换结构处于分相电网运行模式下时，所述控制单元控制所述第一开关管和第二开关管、第三开关管和第四开关管、第五开关管和第六开关管、以及第七开关管和第八开关管择一导通。

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