CN210431234U - 一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器，包括：与目标直流微电网中的蓄电池相连的移相全桥电路；与目标直流微电网中的光伏电池相连，并与移相全桥电路共用两个开关管的双向buck/boost电路；与移相全桥电路中变压器的副边相连，用于对蓄电池和光伏电池的输出电压进行整流，得到第一电流，并利用第一电流为高压负载进行供电的整流电路；与整流电路相连，用于利用移相全桥电路输入端的PWM信号将第一电流转换为第二电流，并利用第二电流为低压负载进行供电的同步buck电路。因为双向buck/boost电路复用了移相全桥电路的开关管，由此就可以降低多端口变换器所需要消耗的能量资源。

Description

一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器

技术领域

本实用新型涉及微电网技术领域，特别涉及一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器。

背景技术

直流微电网因其能够高效、可靠地接纳风力、光能等分布式可再生能源发电系统、储能单元、电动汽车及其它直流用电负荷，所以，在实际应用中得到了较为广泛的应用。而为了将发电设备与多个储能元件进行有效结合，通常需要用到多端口变换器，因为多端口变换器能够利用单级功率变换单元连接多个电源，所以，多端口变换器能够对储能发电设备和多个储能元件中的能量进行集中控制，从而达到提高能源利用率的目的。但是，现有的多端口变换器均需要数量较多的开关管才能保证多端口变换器的正常、稳定运行，这样就会导致多端口变换器需要消耗大量的能量资源。针对这一问题，现在还没有较为有效的解决办法。

所以，如何进一步降低多端口变换器所需要消耗的能量资源，是本领域技术人员亟待解决的技术问题。

实用新型内容

有鉴于此，本实用新型的目的在于提供一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器，以进一步降低多端口变换器所需要消耗的能量资源。其具体方案如下：

一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器，包括：

与目标直流微电网中的蓄电池相连的移相全桥电路；

与所述目标直流微电网中的光伏电池相连，并与所述移相全桥电路共用两个开关管的双向buck/boost电路；

与所述移相全桥电路中变压器的副边相连，用于对所述蓄电池和所述光伏电池的输出电压进行整流，得到第一电流，并利用所述第一电流为高压负载进行供电的整流电路；

与所述整流电路相连，用于利用所述移相全桥电路输入端的PWM信号将所述第一电流转换为第二电流，并利用所述第二电流为低压负载进行供电的同步buck电路。

优选的，所述移相全桥电路包括：第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电感、第一电容和所述变压器；

其中，所述第一MOS管的源极与所述第三MOS管的源极相连，所述第一MOS管的漏极分别与所述第二MOS管的源极和所述第一电容的第一端相连，所述第三MOS管的漏极与所述第四MOS管的源极相连，所述第二MOS管的漏极与所述第四MOS管的漏极相连，所述第一电容的第二端与所述第一电感的第一端相连，所述第一电感的第二端与所述变压器原边的一端相连，所述变压器原边的另一端与所述第三MOS管的漏极和所述第四MOS管的源极之间的连接线相连；

相应的，所述第一MOS管的源极与所述蓄电池的正极相连，所述蓄电池的负极与所述第二MOS管的漏极相连。

优选的，所述双向buck/boost电路包括第二电感、所述第一MOS管和所述第二MOS管；

其中，所述第二电感的第二端与所述第一MOS管的漏极相连；

相应的，所述第二电感的第一端与所述光伏电池的正极相连，所述光伏电池的负极与所述第二MOS管的漏极相连。

优选的，所述整流电路包括：第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管；

其中，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的负极相连，所述第一二极管的正极与所述第三二极管的负极相连，所述第二二极管的正极与所述第四二极管的负极相连，所述第四二极管的正极与所述第三二极管的正极相连；

相应的，所述第一二极管的正极与所述变压器副边的一端相连，所述变压器副边的另一端与所述第二二极管的正极和所述第四二极管的负极的连接线相连，所述第二二极管的负极与所述高压负载的一端相连，所述第四二极管的正极与所述高压负载的另一端相连。

优选的，还包括：第三电感和第二电容；

其中，所述第三电感的第一端与所述第二二极管的负极相连，所述第三电感的第二端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端与所述第四二极管的正极相连。

优选的，所述同步buck电路包括第五MOS管、第六MOS管和第四电感；

其中，所述第五MOS管的漏极分别与所述第六MOS管的源极和所述第四电感的第一端相连；

相应的，所述第五MOS管的源极与所述第二二极管的负极相连，所述第六MOS管的漏极与所述第四二极管的正极相连，所述第四电感的第二端与所述低压负载的一端相连，所述低压负载的另一端与所述第六MOS管的漏极相连。

优选的，还包括：第三电容；

其中，所述第三电容的第一端与所述第四电感的第二端相连，所述第三电容的第二端与所述第六MOS管的漏极相连。

可见，在本实用新型中，由于双向buck/boost电路共用了移相全桥电路的两个开关管，这样就使得多端口变换器具有了两个输入端，而且，利用整流电路和同步buck电路可以将蓄电池和光伏电池的输出电压转换为高压输出和低压输出，这样就使得多端口变换器具有了高压和低压两个输出端口，也即，本实用新型所提供的多端口变换器具有两个输入端口和两个输出端口。显然，相比于现有技术中的多端口变换器而言，因为可以通过双向buck/boost电路复用移相全桥电路中的开关管来减少多端口变换器中开关管的使用数量，由此就可以降低多端口变换器所需要消耗的能量资源。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本实用新型实施例所提供的一种多端口变换器的结构图；

图2为本实用新型实施例所提供的另一种多端口变换器的结构图；

图3为多端口变换器中各个开关周期的模态图；

图4为多端口变换器在模态[t₀,t₁]的等效电路图；

图5为多端口变换器在模态[t₁,t₂]的等效电路图；

图6为多端口变换器在模态[t₂,t₃]的等效电路图；

图7为多端口变换器在模态[t₃,t₄]的等效电路图；

图8为多端口变换器在模态[t₄,t₅]的等效电路图；

图9为多端口变换器在模态[t₅,t₆]的等效电路图；

图10为多端口变换器在模态[t₆,t₇]的等效电路图；

图11为多端口变换器在模态[t₇,t₈]的等效电路图；

图12为多端口变换器在模态[t₈,t₉]的等效电路图；

图13为本实用新型实施例所提供的一种端口变换器的控制系统的结构图；

图14为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时各个端口电压的波形图；

图15为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时储能电池端口的电流波形示意图；

图16为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时光伏电池端口电压的波形图；

图17为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时多端口变换器中输出端口的波形示意图；

图18为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时储能电池端SOC波形图；

图19为多端口变换器在负载功率发生突变时各个端口电压的波形示意图；

图20为多端口变换器在负载功率发生突变时储能电池端口电流的波形示意图；

图21为多端口变换器在负载功率发生突变时光伏电池端口电流的波形示意图；

图22为多端口变换器在负载功率发生突变时输出端口电流的波形示意图；

图23为多端口变换器在负载功率发生突变时储能端SOC的波形示意图；

图24为多端口变换器在控制策略发生切换时各端口电压的波形示意图；

图25为多端口变换器在控制策略发生切换时储能电池端口电流的波形示意图；

图26为多端口变换器在控制策略发生切换时光伏电池端口电流的波形示意图；

图27为多端口变换器在控制策略发生切换时输出端口电流的波形示意图；

图28为多端口变换器在控制策略发生切换时储能端SOC的波形示意图；

图29为滞后桥臂S3的软开关波形示意图；

图30为滞后桥臂S4的软开关波形示意图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

请参照图1，图1为本实用新型实施例所提供的一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器的结构图，该多端口变换器包括：

与目标直流微电网中的蓄电池相连的移相全桥电路11；

与目标直流微电网中的光伏电池相连，并与移相全桥电路11共用两个开关管的双向buck/boost电路12；

与移相全桥电路11中变压器的副边相连，用于对蓄电池和光伏电池的输出电压进行整流，得到第一电流，并利用第一电流为高压负载进行供电的整流电路13；

与整流电路13相连，用于利用移相全桥电路11输入端的PWM信号将第一电流转换为第二电流，并利用所述第二电流为低压负载进行供电的同步buck电路14。

在本实用新型中，是提供了一种多端口变换器，通过该多端口变换器可以减少多端口变换器中开关管的数量，并由此减少多端口变换器所需要消耗的能量资源。

具体的，在本实施例所提供的多端口变换器中，首先是设置了与目标直流微电网中的蓄电池相连的移相全桥电路11，然后，设置了与目标直流微电网中的光伏电池相连，并与移相全桥电路11共用两个开关管的双向buck/boost电路12；之后，在移相全桥电路11中变压器的副边设置了整流电路13，也即，利用整流电路13来对目标直流微电网中蓄电池和光伏电池的输出电压进行整流，得到第一电流，并利用第一电流来对高压负载进行供电，最后，设置了与整流电路13相连的同步buck电路14，利用同步buck电路14和移相全桥电路11输入端的PWM信号来将第一电流转换为第二电流，并利用第二电流来对低压负载进行供电。

可以理解的是，在本实施例中，移相全桥电路11相当于是目标直流微电网中蓄电池和光伏电池的开关，同时，利用双向buck/boost电路12可以控制目标直流微电网中蓄电池和光伏电池的能量流动情况；之后，再利用移相全桥电路11来将蓄电池和光伏电池的输出能量传输至移相全桥电路11中变压器的副边。

当蓄电池和光伏电池所输出的能量传输至移相全桥电路11中变压器的副边时，整流电路13就可以对蓄电池和光伏电池的输出电压进行整流，并将蓄电池和光伏电池的输出电压转换为第一电流，此时，第一电流就可以对高压负载进行供电；最后，利用与整流电路13相连的同步buck电路14以及移相全桥电路11输入端的PWM信号将第一电流转换为第二电流。

能够想到的是，当利用同步buck电路14将第一电流转换为第二电流之后，就相当于是利用同步buck电路14对第一电流进行了降压处理，此时，就可以利用第二电流来对低压负载进行供电。

显然，在本实用新型所提供的多端口变换器中，相当于是具有了两个输入端和两个输出端，并且，由于双向buck/boost电路12共用了移相全桥电路11的两个开关管，由此就可以减少多端口变换器输入端开关管所使用的数量。能够想到的是，当减少恶劣多端口变换器中开关管的使用数量时，就可以减少多端口变换器在实际运行过程中所需要消耗的资源能量。

同时，通过本实施例所提供的多端口变换器还能保证某些端口具备电气隔离功能，相较于隔离型和卡管器件数目较多的非隔离型多端口变换器而言，此种类型的多端口变换器还具有结构简单、功率密度高、可靠性好的特点。

可见，在本实施例中，由于双向buck/boost电路共用了移相全桥电路的两个开关管，这样就使得多端口变换器具有了两个输入端，而且，利用整流电路和同步buck电路可以将蓄电池和光伏电池的输出电压转换为高压输出和低压输出，这样就使得多端口变换器具有了高压和低压两个输出端口，也即，本实施例所提供的多端口变换器具有两个输入端口和两个输出端口。显然，相比于现有技术中的多端口变换器而言，因为可以通过双向buck/boost电路复用移相全桥电路中的开关管来减少多端口变换器中开关管的使用数量，由此就可以降低多端口变换器所需要消耗的能量资源。

基于上述实施例，本实施例对技术方案作进一步的说明与优化，请参见图2，图2为本实用新型实施例所提供的另一种多端口变换器的结构图。

具体的，移相全桥电路11包括：第一MOS管S1、第二MOS管S2、第三MOS管S3、第四MOS管S4、第一电感L1、第一电容C1和变压器T；

其中，第一MOS管S1的源极与第三MOS管S3的源极相连，第一MOS管S1的漏极分别与第二MOS管S2的源极和第一电容C1的第一端相连，第三MOS管S3的漏极与第四MOS管S4的源极相连，第二MOS管S2的漏极与第四MOS管S4的漏极相连，第一电容C1的第二端与第一电感L1的第一端相连，第一电感L1的第二端与变压器T原边的一端相连，变压器T原边的另一端与第三MOS管S3的漏极和第四MOS管S4的源极之间的连接线相连；

相应的，第一MOS管S1的源极与蓄电池的正极相连，蓄电池的负极与第二MOS管S2的漏极相连。

在本实施例中，是提供了一种移相全桥电路11的具体结构图，该移相全桥电路11是由四个MOS管、一个电感、第一电容C1和变压器T所组成。在多端口变换器中，移相全桥电路11的作用是对目标直流电网中的能量流动情况进行控制。显然，当将移相全桥电路11设置为此种电路连接结构时，就可以显著降低多端口变换器的结构复杂度。

作为一种优选的实施方式，双向buck/boost电路12包括第二电感L2、第一MOS管S1和第二MOS管S2；

其中，第二电感L2的第二端与第一MOS管S1的漏极相连；

相应的，第二电感L2的第一端与光伏电池的正极相连，光伏电池的负极与第二MOS管S2的漏极相连。

请参见图2，在图2中，由第二电感L2、第一MOS管S1和第二MOS管S2会组成双向buck/boost电路12，其中，双向buck/boost电路12共用了移相全桥电路11中的两个开关管，也即，双向buck/boost电路12共用了移相全桥电路11中的第一MOS管S1和第二MOS管S2。在该多端口变换器中，蓄电池相当于多端口变换器的第一输入端，光伏电池相当于多端口变换器的第二输入端。

在本实施例中，通过移相全桥电路11可以将目标直流微电网中蓄电池和光伏电池所输出的能量传输至变压器T的副边。能够想到的是，当双向buck/boost电路12共用了移相全桥电路11的两个开关管之后，就可以降低双向buck/boost电路12和移相全桥电路11所需要使用开关管的数量，由此就可以相对减少多端口变换器所需要消耗的能耗资源。

作为一种优选的实施方式，整流电路13包括：第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4；

其中，第一二极管D1的负极与第二二极管D2的负极相连，第一二极管D1的正极与第三二极管D3的负极相连，第二二极管D2的正极与第四二极管D4的负极相连，第四二极管D4的正极与第三二极管D3的正极相连；

相应的，第一二极管D1的正极与变压器T副边的一端相连，变压器T副边的另一端与第二二极管D2的正极和第四二极管D4的负极的连接线相连，第二二极管D2的负极与高压负载R1的一端相连，第四二极管D4的正极与高压负载R1的另一端相连。

在本实施例中，是提供了一种整流电路13的具体结构图。请参见图2，图2中的第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4构成了整流电路13，通过整流电路13可以将蓄电池和光伏电池的输出能量转换为直流电，也即，利用该整流电路可以将蓄电池和光伏电池的输出电压转换为第一电流。

当利用整流电路13将蓄电池和光伏电池的输出电压转换为第一电流之后，就可以利用第一电流为高压负载R1进行供电，也即，高压负载R1相当于多端口变换器的一个输出端口。

作为一种优选的实施方式，上述多端口变换器还包括：第三电感L3和第二电容C2；

其中，第三电感L3的第一端与第二二极管D2的负极相连，第三电感L3的第二端与第二电容C2的第一端相连，第二电容C2的第二端与第四二极管D4的正极相连。

为了进一步提高多端口变换器输出电流的稳定性，在本实施例中，是提供了一种与整流电路13相对应的滤波电路，也即，利用第三电感L3和第二电容C2来对第一电流进行滤波，由此就可以使得多端口变换器所输出的第一电流更加平滑与稳定。

作为一种优选的实施方式，同步buck电路14包括第五MOS管S5、第六MOS管S6和第四电感L4；

其中，第五MOS管S5的漏极分别与第六MOS管S6的源极和第四电感L4的第一端相连；

相应的，第五MOS管S5的源极与第二二极管D2的负极相连，第六MOS管S6的漏极与第四二极管D4的正极相连，第四电感L4的第二端与低压负载R2的一端相连，低压负载R2的另一端与第六MOS管S6的漏极相连。

在本实施例中，是利用第五MOS管S5、第六MOS管S6和第四电感L4所组成的同步buck电路14来对第一电流进行降压处理，也即，利用该同步buck电路14来将第一电流转换为第二电流，并利用第二电流来对低压负载R2进行供电。

作为一种优选的实施方式，上述多端口变换器还包括：第三电容C3；

其中，第三电容C3的第一端与第四电感L4的第二端相连，第三电容C3的第二端与第六MOS管S6的漏极相连。

为了进一步提高对低压负载R2进行供电时的稳定性，在本实施例中，是利用第三电容C3来对第二电流进行滤波，由此就可以使得第二电流的输出效果更加平滑与稳定。

基于图2所提供的多端口变换器的结构图，下面对该多端口变换器的工作原理进行具体阐述。

在图2当中，开关管S1至S4构成了原边电路，开关管S5和S6构成了同步buck电路，由于开关管S5和S6的工作模态与传统同步buck电路相类似，所以，此处对其不作具体介绍。在本实施例中，主要针对开关管S1至S4的开关模态作具体分析。在此分析过程中，假设图2当中的所有开关管、二极管、电感、电容以及变压器均为理想器件，第一电容C1的电压为正值，储能电池充电时，其两端电流I_ba为负。

请参见图3和图4，图3为多端口变换器中各个开关周期的模态图，图4为多端口变换器在模态[t₀,t₁]的等效电路图。

在图3中，U_gs1至U_gs4分别为开关管S1至S4的开关信号，U_ba为储能电池的端电压，U_AB为A点和B点之间的电压，U_pmax为变压器原边的最大电压，U_p为变压器的原边电压，I_p为变压器的原边电流，I_L1为流过电感L1的电流，I_L0为流过电感L3的电流。多端口变换器在t₀时刻以前，开关管S1和S4导通，滤波电感电流流过二极管D1和D2，负载能量由原边输入端口提供，模态[t₀,t₁]。在t₀时刻，开关管S1关断，开关管S4导通，电感L2持续放电，结电容C01、结电容C02与电感L1、滤波电感发生谐振，结电容C01充电，结电容C02放电，由于结电容C01是从零开始充电，所以，可以看出开关管S1是零电压关断。当结电容C01充电至U_ba，结电容C02下降至零，其反并联二极管D02导通，此模态结束。

请参见图5，图5为多端口变换器在模态[t₁,t₂]的等效电路图。在t₁时刻，开关管S2、开关管S4导通，结电容C02放电至零，反并联二极管D02导通，为开关管S2的零电压开通创造了条件。此时，开关管S2为零电压开通，电感L2开始充电，其两端电压U_L2＝U_pv；变压器T原边电流I_p经过开关管S2、开关管S4、电感L1进行续流，电压U_p＝U_cb。当电流I_p下降至I₂时，此模态结束。

请参见图6，图6为多端口变换器在模态[t₂,t₃]的等效电路图。在t₂时刻，开关管S4关断，开关管S2导通；电感L2继续充电，结电容C03、结电容C04与第一电感L1、滤波电感发生谐振，结电容C03放电、结电容C04充电，由于结电容C4是从零开始充电，所以，可以看出开关管S4是零电压关断。变压器T副边二极管D1～D4同时导通，副边绕组被短路。此时，变压器T原副边电压为零，变压器T的原边电流线性减小。当结电容C4充电至U_ba，结电容C3下降至零，其反并联二极管D03导通时，此模态结束。

请参见图7，图7为多端口变换器在模态[t₃,t₄]的等效电路图。在t₃时刻，开关管S2、开关管S3导通，结电容C03放电至零，反并联二极管D03导通，为开关管S3零电压开通创造了条件。此时，开关管S3为零电压开通，电感L2持续放电，其两端电压U_L2＝U_pv，变压器T原边电压U_p＝U_cb。由于变压器T的原边电流不足以满足负载要求，所以，变压器T副边仍处于续流状态。当变压器T的原边电流在下降至零以后，变压器T的原边电流开始线性增加，直至t₄时刻，此模态结束。此时：

U_p＝-(U_ba+U_cb)；

请参见图8，图8为多端口变换器在模态[t₄,t₅]的等效电路图。在t₄时刻，开关管S2、开关管S3导通，电感L2充电，两端电压U_L2＝U_pv；变压器T的原边电压U_p＝-(U_ba+U_cb)，二极管D1、D4被反向截止。此时，变压器T的原边为负载提供能量，滤波电感的电流开始增加，直至t₅时刻，此模态结束。

请参见图9，图9为多端口变换器在模态[t₅,t₆]的等效电路图。在t₅时刻，开关管S2关断，开关管S3导通，电感L2开始放电，结电容C01、结电容C02与电感L1、滤波电感发生谐振，结电容C02充电，结电容C01放电，由于结电容C02是从零开始充电，所以，可以看出开关管S2是零电压关断。当结电容C02充电至U_ba，结电容C01下降至零，其反并联二极管D01导通时，此模态结束。

请参见图10，图10为多端口变换器在模态[t₆,t₇]的等效电路图。在t₆时刻，开关管S1、开关管S3导通，结电容C01放电至零，反并联二极管D01导通，为开关管S1零电压开通创造了条件。此时，开关管S1为零电压开通，电感L2继续放电，其两端电压U_L2＝U_pv-U_cb；变压器T的原边电流I_p经过开关管S1、开关管S3、电感L1进行续流，电压U_p＝U_cb，变压器T副边的二极管D2、二极管D3被反向截止，此模态结束。

请参见图11，图11为多端口变换器在模态[t₇,t₈]的等效电路图。在t₇时刻，开关管S3关断，开关管S1导通，电感L2放电，结电容C03、结电容C04与电感L1、滤波电感发生谐振，结电容C03充电、结电容C04放电。由于结电容C03是从零开始充电，可以看出开关管S3是零电压关断。此时，变压器T的原副边电压为零，原边电流线性减小。当结电容C03充电至U_ba，结电容C04下降至零，其反并联二极管D04导通时，此模态结束。

请参见图12，图12为多端口变换器在模态[t₈,t₉]的等效电路图。t₈时刻，开关管S1、开关管S4导通；结电容C04放电至零，反并联二极管D04导通，为开关管S4零电压开通创造了条件，此时，开关管S4为零电压开通，电感L2放电，其两端电压U_L2＝U_pv-U_cb；变压器T的原边电流线性增加，滤波电容的电流流过二极管D1和二极管D4，此模态结束。在下一时刻回到t₀时刻之前的模态，与前面一致，此处不再作赘述。

其次，本实施例所提供的多端口变换器因为只有六个开关管，所以，在此假设MOS管S1至S6的占空比分别为d₁～d₆，在忽略开关管死区时间t_dead时，开关管S1和开关管S2的开关时间互补，构成超前桥臂。开关管S3和开关管S4滞后于开关管S2和开关管S1构成滞后桥臂，滞后角度为φ，开关管S3和开关管S4滞后于周期时间T_s的比值为d_φ。各个开关管占空比存在如下关系：

U_pv＝U_ba×d₁；

U_cb＝(1-d₁)U_ba-d₁×U_ba；

(d₁-d_φ)·T_s·[n·(U_ba+U_cb)-U₁]+2·d_φ·T_s·(n·|U_cb|-U₁)+(1-d₁-d_φ)·T_s·[n·(U_ba-U_cb)-U₁]＝0

U₁＝4·[d₁·(1-d₁)-d_φ·min(d₁,1-d₁)]·n·U_ba；

由于本实施例中的多端口变换器主体结构为全桥结构，因此，变压器T原边结构中的每一个开关管实现软开关的条件都不相同。在变压器T的原边电路中，由于电感L1和电感L2的共同作用，开关管S1容易实现零电压开关。当多端口变换器工作在[t₁,t₂]模态时，开关管S1关断、开关管S2导通，此时，开关管S2实现零电压开关的条件是：

i_L1(t₀)-i_p(t₀)＜0；

式中，i_L1(t₀)为开关管S2在导通之前，流过电感L1的电流；i_p(t₀)为开关管在导通之前，流过变压器T原边的电流。

由上式可以看出，光伏电池输入端的功率尽量小，输出功率尽量大时，开关管S2会更容易实现零电压开关，而为了保证开关管S3在一定负载范围内能实现零电压开关，必须在开关周期中加入死区时间t_dead，也即：

多端口变换器在t₀时刻时，变压器T原边的电流满足如下关系式：

式中，T_s为开关周期时间，I₀为高压输出端的电流，L₀₁为电感L3的电感值，U_cb为电容C1的两端电压，n为变压器T的变比。[t₀,t₂]时段，L₁和C₁参与谐振，谐振角速度w_r＝sqrt(1/L_kC_b)，特征阻抗Z_r＝sqrt(L/C)，i_p的时域表达式为：

t₂至t₃时段，变压器T副边二极管D1至D4同时导通，变压器T副边绕组被短路，此时，i_p的时域表达式为：

开关管S3实现零电压开关的条件为：i_p(t₃)＞0，因此根据上述公式就可以确定实现零电压开关的负载变化范围。同时，多端口变换器滞后桥臂实现零电压开关主要是消耗第一电感L1的能量，当第一电感L1上的能量大于电容C4放电所需要的能量时，开关管S4才能实现零电压开关，也即：

基于上述实施例所提供的技术内容，本实施例还公开了一种多端口变换器的控制系统，应用于前述所公开的多端口变换器。请参见图13，图13为本实用新型实施例所提供的一种多端口变换器的控制系统的结构图。该多端口变换器的控制系统包括：

用于控制光伏电池输出的第一控制量的第一控制器；

用于控制蓄电池输出的第二控制量的第二控制器；

用于控制高压负载输出的第三控制量的第三控制器；

用于控制低压负载输出的第四控制量的第四控制器；

与第一控制器、第二控制器、第三控制器、第四控制器均相连，用于获取第一控制量和第二控制量中的最小值，并根据最小值、第三控制量和第四控制量，利用PWM信号对多端口变换器中各个开关管的工作状态进行控制，以对蓄电池进行恒压控制，并对光伏电池进行MPPT控制的PWM控制器。

在本实施例中，假设与光伏电池相对应的第一控制量为：d_pv，与蓄电池相对应的第二控制量为：d_ba，与高压负载相对应的第三控制量为：d₁，与低压负载相对应的第四控制量为：d₂。由图13可知，多端口变换器不管是工作在何种工作状态，对输出端口的控制是一直存在的，而且，多端口变换器会根据多端口变换器所处的工作状态输出对多端口变换器中各个开关管的占空比赋值。

当第一控制器采集到光伏电池的第一控制量d_pv，第二控制器采集到蓄电池的第二控制量d_ba，第三控制器采集到高压负载的第三控制量d₁，第四控制器采集到低压负载的第四控制量d₂时，PWM控制器会选取第一控制量d_pv和第二控制量d_ba两者之间的最小值，并根据第一控制量d_pv和第二控制量d_ba两者之间的最小值、高压负载的第三输出电压d₁、低压负载的第四输出电压d₂，利用多端口变换器输入端的PWM信号对多端口变换器中各个开关管的工作状态进行控制，以使得蓄电池能够工作在恒压值、光伏电池可以始终工作于MPPT(Maximum Power Point Tracking，最大功率点追踪)控制模式。

具体的，当多端口变换器处于双输出工作模式，蓄电池的输出电压低于预设上限值时，光伏电池处于MPPT控制模式，此时，最小值即为第一控制器所输出的第一控制量d_pv；当蓄电池的输出电压高于预设上限值时，多端口变换器的输入端从MPPT控制模式转换为蓄电池控制模式，此时，最小值即为第二控制器所输出的第二控制量d_ba；当光伏电池的输出电压不能同时满足高压负载和低压负载时，多端口变换器会处于双输入工作状态，此时，多端口变换器的输入端会始终处于MPPT控制模式。显然，由于多端口变换器一直在输出相应的控制量，所以，多端口变换器在切换各种功能状态时，多端口变换器的输出电压会更加平滑，并且，也不会出现占空比突变的情况。

本实施例还利用Matlab/Simulink搭建了仿真模型进行了相应的实验验证，请参见表1，表1为多端口变换器中各个电气元器件的仿真参数。因为该多端口变换器会存在有三种工作模式，分别为单输入单输出模式、双输入单输出模式和单输入双输出模式，所以，本实施例针对这几种工作状态对多端口变换器进行了动态实验仿真。

表1多端口变换器中各个电气元器件的仿真参数

请参见图14和图15，图14为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时各个端口电压的波形图；图15为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时储能电池端口的电流波形示意图。

假设多端口变换器开始工作时，高压负载和低压负载的功率恒定，此时，光伏电池的光照强度为1000W/㎡，在t＝0.1时，光伏电池的光照强度突减到500W/㎡，光伏电池输入端的电压突变，如图15所示，在0.1s之前，多端口变换器由光伏电池为高压负载和低压负载提供能量，同时，光伏电池向储能电池充电，储能电池的电流I_ba平均值为负。此时，多端口变换器工作在单输入双输出工作模式；在0.1s之后，光伏电池的输出电压减小，此时，光伏电池不足以为高压负载和低压负载提供能量，储能电池的电流I_ba平均值由负值变为正值，储能电池由充电状态变为放电状态，此时，储能电池与光伏电池一起向负载输出功率，多端口变换器此时工作在双输入单输出工作模式。

请参见图16、图17和图18，图16为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时光伏电池端口电压的波形图；图17为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时多端口变换器中输出端口的波形示意图；图18为多端口变换器中光伏电池输入端在发生突变时储能电池端SOC波形图。

由于光伏电池的输出电压减小，光伏电池中的电流I_pv也随之减小，从图14和图17中可以看出，在0.1s前后，高压负载和低压负载的输出电压U₁、U₂、输出电流I₁、光伏电池的输出电压U_pv、储能电池的输出电压U_ba均保持恒定，无明显冲击，具体请参见图18，从图18可以看出，在光照突变前后，储能电池的SOC(State of Charge，荷电状态)相应增加或减少，由此便反映了储能电池的充电过程和放电过程。

请参见图19、20、21、22、23，图19为多端口变换器在负载功率发生突变时各个端口电压的波形示意图；图20为多端口变换器在负载功率发生突变时储能电池端口电流的波形示意图；图21为多端口变换器在负载功率发生突变时光伏电池端口电流的波形示意图；图22为多端口变换器在负载功率发生突变时输出端口电流的波形示意图；图23为多端口变换器在负载功率发生突变时储能端SOC的波形示意图。

在t＝0.08时，多端口变换器的负载功率由600W突增到1000W，在t＝0.12时，负载功率由1000W降回到600W。请参见图20，在0.08s之前，光伏电池为负载提供能量，同时，光伏电池向储能电池充电，储能电池中的电流I_ba平均值为负，此时，多端口变换器工作在单输入双输出工作模式；在0.08s到0.12s之间，负载功率的需求突变，此时，光伏电池不足以为负载提供能量，储能电池的平均值电流I_ba由负变为正，储能电池由充电状态变换为放电状态，与光伏电池一起向负载输出功率。此时，多端口变换器工作在双输入单输出模式；在0.12s之后，负载端口的功率开始降低，此时，储能电池在此回到充电状态。从图19和图21中可以看出，在0.08s和0.12s前后，高压负载输出端口U₁和低压负载输出端口U₂、光伏电池的输出电压U_pv、光伏电池的输出电流I_pv和储能电池的输出电压U_ba均保持恒定，无明显冲击。从图22和图23可以看出，在负载端功率发生突变时，储能电池的SOC与负载端的输出电流I1也相应发生了改变，由此就体现了多端口变换器工作模式的转变。

请参见图24、25、26、27和28，图24为多端口变换器在控制策略发生切换时各端口电压的波形示意图；图25为多端口变换器在控制策略发生切换时储能电池端口电流的波形示意图；图26为多端口变换器在控制策略发生切换时光伏电池端口电流的波形示意图；图27为多端口变换器在控制策略发生切换时输出端口电流的波形示意图；图28为多端口变换器在控制策略发生切换时储能端SOC的波形示意图。

为了验证多端口变换器的切换控制策略，在多端口变换器的控制系统开始工作时，设置光伏电池的输入功率恒定，储能电池处于充电模式，从图24和图27中可以看出，在A点处，储能电池端口电压达到设定的上限值，此时，多端口变换器的端口控制策略从光伏端的MPPT控制模式变换为储能电池的恒压控制模式。光伏端电压U_pv上升，不再工作在MPP点，储能端电压U_ba开始下降，而高压负载、低压负载所对应的输出端口电压U₁和U₂、输出电流I₁均保持恒定。从图25和图26可以看出，在A点控制策略切换后，光伏端功率和电流I_pv降低，储能端的充电电流I_ba平均值也相应降低。储能端SOC的上升速度降低，策略切换的过程波形如图28所示。

本实施例所提出的多端口变换器的主体结构是由全桥变换器与双向buck/boost变换器所组成，所以，当多端口变换器的滞后桥臂达到软开关条件时，超前桥臂相应的也能实现软开关。具体请参见图和图，图8为滞后桥臂S3的软开关波形图，图9为滞后桥臂S4的软开关波形图。

以上是本实施例所提供的多端口变换器的控制系统的工作过程与试验结果，通过上述论述可知，通过本实施例所提供的多端口变换器的控制系统可以进一步减少多端口变换器在工作过程中所需要消耗的能耗资源。

以上是本实施例所提供的多端口变换器的控制系统的工作过程与试验结果，通过上述论述可知，通过本实施例所提供的多端口变换器的控制系统可以进一步减少多端口变换器在工作过程中所需要消耗的能耗资源。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域技术人员能够实现或使用本实用新型。对这些实施例的多种修改对本领域技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本实用新型的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本实用新型将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (7)

1.一种应用于家庭直流微电网的多端口变换器，其特征在于，包括：

与目标直流微电网中的蓄电池相连的移相全桥电路；

与所述目标直流微电网中的光伏电池相连，并与所述移相全桥电路共用两个开关管的双向buck/boost电路；

与所述移相全桥电路中变压器的副边相连，用于对所述蓄电池和所述光伏电池的输出电压进行整流，得到第一电流，并利用所述第一电流为高压负载进行供电的整流电路；

与所述整流电路相连，用于利用所述移相全桥电路输入端的PWM信号将所述第一电流转换为第二电流，并利用所述第二电流为低压负载进行供电的同步buck电路。

2.根据权利要求1所述的多端口变换器，其特征在于，所述移相全桥电路包括：第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一电感、第一电容和所述变压器；

其中，所述第一MOS管的源极与所述第三MOS管的源极相连，所述第一MOS管的漏极分别与所述第二MOS管的源极和所述第一电容的第一端相连，所述第三MOS管的漏极与所述第四MOS管的源极相连，所述第二MOS管的漏极与所述第四MOS管的漏极相连，所述第一电容的第二端与所述第一电感的第一端相连，所述第一电感的第二端与所述变压器原边的一端相连，所述变压器原边的另一端与所述第三MOS管的漏极和所述第四MOS管的源极之间的连接线相连；

相应的，所述第一MOS管的源极与所述蓄电池的正极相连，所述蓄电池的负极与所述第二MOS管的漏极相连。

3.根据权利要求2所述的多端口变换器，其特征在于，所述双向buck/boost电路包括第二电感、所述第一MOS管和所述第二MOS管；

其中，所述第二电感的第二端与所述第一MOS管的漏极相连；

相应的，所述第二电感的第一端与所述光伏电池的正极相连，所述光伏电池的负极与所述第二MOS管的漏极相连。

4.根据权利要求2所述的多端口变换器，其特征在于，所述整流电路包括：第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管；

其中，所述第一二极管的负极与所述第二二极管的负极相连，所述第一二极管的正极与所述第三二极管的负极相连，所述第二二极管的正极与所述第四二极管的负极相连，所述第四二极管的正极与所述第三二极管的正极相连；

相应的，所述第一二极管的正极与所述变压器副边的一端相连，所述变压器副边的另一端与所述第二二极管的正极和所述第四二极管的负极的连接线相连，所述第二二极管的负极与所述高压负载的一端相连，所述第四二极管的正极与所述高压负载的另一端相连。

5.根据权利要求4所述的多端口变换器，其特征在于，还包括：第三电感和第二电容；

其中，所述第三电感的第一端与所述第二二极管的负极相连，所述第三电感的第二端与所述第二电容的第一端相连，所述第二电容的第二端与所述第四二极管的正极相连。

6.根据权利要求4所述的多端口变换器，其特征在于，所述同步buck电路包括第五MOS管、第六MOS管和第四电感；

其中，所述第五MOS管的漏极分别与所述第六MOS管的源极和所述第四电感的第一端相连；

相应的，所述第五MOS管的源极与所述第二二极管的负极相连，所述第六MOS管的漏极与所述第四二极管的正极相连，所述第四电感的第二端与所述低压负载的一端相连，所述低压负载的另一端与所述第六MOS管的漏极相连。

7.根据权利要求6所述的多端口变换器，其特征在于，还包括：第三电容；

其中，所述第三电容的第一端与所述第四电感的第二端相连，所述第三电容的第二端与所述第六MOS管的漏极相连。

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