CN210273980U - 一种基于功率放大器的监控系统 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种基于功率放大器的监控系统，涉及固态功放链路领域；其包括电调衰减器、功率放大器、耦合组件、检波器和为电路供电的电源，还包括处理器、调理电路和功放时序电路，检波包括输入检波器和耦合检波器，输入检波器连接处理器，输入检波器、电调衰减器、功率放大器和耦合组件依次连接，耦合检波器一端连接耦合组件，其另一端连接调理电路后连接处理器，处理器连接功放时序电路后连接功率放大器。本实用新型以处理器为核心配合检波器、电调衰减器、时序电路，根据需求设置过激励保护门限以及输出功率值，基于ALC算法，实现了自动环路增益控制，解决了现有功率放大器不能实时更改保护门限和输出功率值的问题。

Description

一种基于功率放大器的监控系统

技术领域

本实用新型涉及固态功放链路领域，尤其是一种基于功率放大器的监控系统。

背景技术

固态功放链路由对信号源放大的小信号放大器、驱动级放大链路、功分器、末级大功率放大链路、合成器等微波射频组建构成。放大链路增益会随温度变化，前级小信号放大器等器件有一定的输入功率范围，当输入功率过大时会进入过饱和状态，称为输入过激励，在降低器件寿命的同时会影响稳定性。当功率放大器进入饱和工作状态，传输信号产生非线性失真，降低传输信号性能。目前防止功率放大器进入过激励状态的常用方法有两种，一种是通过设计合适的放大器链路，将过驱动功率分担到多个放大器中；但是这种链路设计比较复杂，特别是工作条件发生变化时，放大器链路的设计会变得更加困难；另一种方法是在微波频段使用限幅器，限幅器会增加微波电路设计的复杂度，并且其特性也会随工作条件发生变化，对放大器电路产生不利影响。因此，这两种方法都不能完全实现对放大器的过驱动保护。

现有技术中专利号：CN02216507.X、专利名称：可自动增益控制的线性功率放大器的专利公开了一种可自动增益控制的线性功率放大器，其包括电调衰减器、功率放大器，还包括输入端分别连接在电调衰减器输入端、功率放大器输出端而输出端分别连接输入、输出功率检测器和的输入及输出耦合器和，在所述输出功率检测器、输入功率检测器的输出端口分别连接到减法器的两个输入端，减法器的输出端通过带电位器的积分器将调节信号送到电调衰减器。这种线性功率放大器适合于大批量生产、易于调试、增益控制精度高。上述功率放大器不能实时更改保护门限和输出功率值，同时功率放大器增益和输出功率受温度影响大，无法适应外场环境。因此，需要一种基于功率放大器的监控系统能克服以上问题。

发明内容

本实用新型的目的在于：本实用新型提供了一种基于功率放大器的监控系统，解决了现有功率放大器不能实时更改保护门限和输出功率值的问题。

本实用新型采用的技术方案如下：

一种基于功率放大器的监控系统，包括电调衰减器、功率放大器、耦合组件、检波器和为电路供电的电源，还包括处理器、调理电路和功放时序电路，所述检波包括输入检波器和耦合检波器，所述输入检波器连接处理器，所述输入检波器、电调衰减器、功率放大器和耦合组件依次连接，所述耦合检波器一端连接耦合组件，其另一端连接调理电路后连接处理器，所述处理器连接功放时序电路后连接功率放大器。

优选地，所述调理电路包括调理供电电路、衰减调理电路和检波调理电路，所述调理供电电路输入端连接电源，其输出端分别连接衰减调理电路和检波调理电路的电源端。

优选地，所述衰减调理电路输入端连接处理器的DACOUT端，其输出端连接电调衰减器，所述衰减调理电路包括运放U4A、U3B，其具体电路连接如下：

运放U4A的正相输入端连接DACOUT端，其反相输入端连接电阻R9接地，其反相输入端还连接电阻R10后分别连接运放U4A的输出端和电调衰减器V0端，其输出端连接电阻R7后连接运放U3B的反相输入端，运放U3B的反相输入端还连接电阻R8后连接运放U3B的输出端，运放U3B的正相输入端接地，其输出端连接电调衰减器V1端。

优选地，所述检波调理电路输入端均连接具有正向功率和反向功率的耦合检波器，其输出端连接处理器的ADCIN端。

优选地，所述检波器采用具有温度补偿特性的宽带定向检波器芯片。

优选地，所述功放时序电路与功率放大器的电路连接如下：所述功放时序电路的负电输出端连接功率放大器的栅极，所述功放时序电路的正电输出端连接功率放大器的漏极。

优选地，所述功放时序电路的电路连接如下：

功放时序电路Vref端连接运放U1的正相输入端后连接三极管Q1的基极，运放U1的反相输入端连接电阻R1后连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的发射极连接运放U1的负电源端；电阻R1还连接电阻R2后接地，电阻R1还连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的集电极还连接二极管D1阴极，二极管D1阳极连接电容C1后接地，二极管D1阳极还连接功率放大器的栅极；

功放时序电路V-端连接MOS管Q2的栅极，MOS管Q2的源极接地，MOS管Q2的漏极连接串联连接的电阻R5和二极管D2后连接电容C5后接地，电阻R5连接二极管D2阴极，二极管D2阳极分别连接电容C5和功率放大器的漏极；MOS管Q2的漏极还连接三极管Q3的基极，三极管Q3的集电极接地，三极管Q3的发射极分别连接三极管Q4的基极和24Vin，三极管Q4的集电极连接电阻R11后连接三极管Q3的集电极，三极管Q4的集电极还连接电阻R12后连接24Vin，三极管Q4的集电极还连接MOS管Q5的栅极，MOS管Q5的源极连接功率放大器的漏极，MOS管Q5的漏极连接24Vin。

优选地，所述功率放大器采用GaN HEMT晶体管。

综上所述，由于采用了上述技术方案，本实用新型的有益效果是：

1.本实用新型以处理器为核心配合功率检波器以及电调衰减器实现了自动环路增益控制，相比于纯模拟电路搭建的ALC环路控制系统不可实时更改保护门限以及输出功率值的缺陷，本申请可根据需求设置过激励保护门限以及输出功率值，基于自动电平控制ALC算法，根据输出信号功率自动调整可变衰减器衰减量，防止小信号放大器中的功率管进入过驱动状态，并且稳定小信号放大器输出功率，保证传输到后级功率放大器的信号功率恒定并确保传输信号的性能，放大器工作频率为6GHz～18GHz，室温条件下，当输入信号功率在-20dBm～0dBm之间变化时，在本申请电路的控制下放大器输出功率稳定在30dBm～56dBm；

2.本实用新型功率检波具备温度补偿特性，温度变化对检波电压的影响很小，配合ALC功能很好的解决了传统功率放大器增益以及输出功率随温度变化的缺陷，可以很好的适应外场应用环境；

3.本实用新型供电时序电路保证了GAN功率放大器的上断电时序，避免误加电损坏放大器。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，应当理解，以下附图仅示出了本发明的某些实施例，因此不应被看作是对范围的限定，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他相关的附图。

图1是本实用新型的电路连接框图；

图2是本实用新型的检波器芯片的示意图；

图3是本实用新型的不同温度下输入功率和差分检波电压Vdet-Vref的特性曲线图；

图4是本实用新型的不同频率下输入功率和差分检波电压Vdet-Vref的特性曲线图；

图5是本实用新型的检波调理电路的电路图；

图6是本实用新型的电调衰减器的示意图；

图7是本实用新型的电调衰减器调理电路的电路图；

图8是本实用新型的电调衰减器的常温衰减态VS频率的特性曲线图；

图9是本实用新型的V1与DAOUT的特性曲线图；

图10是本实用新型的ALC算法流程图；

图11是本实用新型的功率放大器和功放时序电路的连接示意图；

图12是本实用新型的功放时序电路原理图；

图13是本实用新型的调理电路的供电电路图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明，即所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。

因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，术语“第一”和“第二”等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以下结合实施例对本发明的特征和性能作进一步的详细描述。

实施例1

如图1所示，一种基于功率放大器的监控系统，包括电调衰减器、功率放大器、耦合组件、检波器和为电路供电的电源，还包括处理器、调理电路和功放时序电路，所述检波包括输入检波器和耦合检波器，所述输入检波器连接处理器，所述输入检波器、电调衰减器、功率放大器和耦合组件依次连接，所述耦合检波器一端连接耦合组件，其另一端连接调理电路后连接处理器，所述处理器连接功放时序电路后连接功率放大器。

调理电路包括调理供电电路、衰减调理电路和检波调理电路，所述调理供电电路输入端连接电源，其输出端分别连接衰减调理电路和检波调理电路的电源端；调理供电电路如图13所示；

为配合处理器自带AD采集实现检波电压0～3.3V范围的电压量采集设计了以下检波调理电路如图5所示。处理器可采用单片机或者ARM芯片，单片机的型号包括但不限于STM32F303VCT6，检波采用具有温度补偿特性的宽带定向检波器芯片，芯片引脚图如图2所示，检波调理电路输入端均连接具有正向功率和反向功率的耦合检波器，其输出端连接处理器的ADCIN端。

如图7所示，衰减调理电路输入端连接处理器的DACOUT端，其输出端连接电调衰减器，所述衰减调理电路包括运放U4A、U3B，其具体电路连接如下：

运放U4A的正相输入端连接DACOUT端，其反相输入端连接电阻R9接地，其反相输入端还连接电阻R10后分别连接运放U4A的输出端和电调衰减器V0端，其输出端连接电阻R7后连接运放U3B的反相输入端，运放U3B的反相输入端还连接电阻R8后连接运放U3B的输出端，运放U3B的正相输入端接地，其输出端连接电调衰减器V1端。

在功率检波的基础上还要配合电调衰减器实现ALC功能，电调衰减器是一种GaAsMMIC电调衰减器芯片，其频率范围覆盖1GHz～40GHz，插入损耗小于2.8dB，衰减范围0～25dB，采用双负压逻辑控制，响应速度小于20ns，V1＝0V～-5V，V2＝-5V～0V，控制电压限制范围0～7V，最高允许输入+25dbm，图6为电调衰减器装配图。

处理器外设自带模数转换器输出电压范围为0～3.3V，与电调衰减芯片控制电压范围不符，为此设计了电调衰减器调理电路，下图为采用双负压逻辑控制一个控制口V1的调理电路，V2调理电路与其一致，控制端为DAOUT2，输出端为V2。程控设DACOUT+DACOUT2＝-5V定值，通过MCU的DAC外设给出一个自变量DACOUT值控制电调衰减量。图7为电调衰减调理电路图。

DACOUT为数模转换器的输出端，数模转换器为处理器自带外设，DAC输出可在0-3.3V内任意设定，由(V0-DACOUT)/R10＝DACOUT/R9，R9＝10K，R10＝10K，可知：V0＝2×DACOUT。V0范围为0-3.3V的2倍即0-6.6V。又由(V1-0)/R8＝(-V0/R7)可知：V1＝-V0＝-2DACOUT。电路功能为2倍反相放大电路，与电调衰减器控制电压范围相符，此电路为处理器连接电调衰减器的调理电路。

图8电调衰减器的常温衰减态VS频率的特性曲线图，可以看出衰减量随V1成正比关系；图9为V1与DAOUT的特性曲线图。ALC算法的实现采用现有的PID技术，流程如图10所示；当控制状态为开环模式时，通过处理器DAC给出控制电压控制电调衰减器的衰减量来实现衰减调节。当控制状态为闭环模式时，根据检波器检波电压值换算出来的实时功率值与设定输出功率值之间的差值，利用PID技术实时调节电调衰减器的衰减量控制输出功率，使之始终稳定在设定值，从而实现ALC功能。

工作原理：由于固体功放链路中微波器件存在最高输入功率限制，规定当输入功率超过10dbm时为输入过激励。过激励保护的实现方式为在功放射频输入端接通过式功率检波器，由检波器实测特性曲线可知输入10dbm时检波器对应的检波电压为105mv，处理器设定AD采集到的输入检波电压超过105mv时，控制TTL使能给功放断电，实现过激励保护。同理输出端通过耦合组件的两耦合口链接功率检波器检测正向和反向功率，耦合组件为双定向耦合器(正向耦合度35db，反向耦合度41db)，会偶合出正向、反向两个小功率信号，正向检波电压检测输出功率值，反向检波电压检测反射功率。最后通过处理器软件计算处理得出驻波值，当驻波过门限时控制TTL功放断电。在实现环路增益自动控制时，所需输出功率值对应的输出正向检波电压为设定值，在实际检波电压与设定值存在偏差时通过处理器两路DA转换控制衰减器V1、V2从而调节衰减量，最终使输出检波电压稳定在设定值，即功率稳定在所需值，实现环路增益自动控制，保证功放功率的稳定输出。

综上，本申请以RAM主控芯片为核心配合功率检波器以及电调衰减器实现了自动环路增益控制，相比于纯模拟电路搭建的ALC环路控制系统不可实时更改保护门限以及输出功率值的缺陷，本方案可根据需求设置过激励保护门限以及输出功率值。功率检波具备温度补偿特性，温度变化对检波电压的影响很小，配合ALC功能很好的解决了传统功率放大器增益以及输出功率随温度变化的缺陷，可以很好的适应外场应用环境，供电时序电路保证了GAN功率放大器的上断电时序，避免误加电损坏放大器。

实施例2

基于实施例1，本实施例为适应外场环境，考虑温度特性对功率检波器输出电压的影响，因此设计或选取一款具备温度补偿特性的检波器，保证系统稳定精确控制。图2所示是一款具备温度补偿特性的宽带定向检波器芯片，采用GaAs肖特基二极管工艺，工作频率覆5～40GHz，检波灵敏度210mV/mW，插入损耗小于1.3dB，动态范围大于20dB，检波器采用了双二极管差分输出。Vref为参考电压，不随输入功率变化；在无信号输入时Vdet和Vref电压相等，约为0.7V。利用同种检波二极管器件相同的温度特性实现温度补偿，图3为12Ghz频率下不同温度条件下检波器输入功率和差分检波电压Vdet-Vref的特性曲线图，可以看出温度差异性很小，尤其是输入0dbm以上范围。图为25度环境温度下不同频点下输入功率和差分检波电压Vdet-Vref的特性曲线图。由以上两特性曲线图可以得出结论：温度和频率对检波器特性影响很小，可以保证功率检测的精确。

实施例3

基于实施例1，本实施例为避免功放芯片上电掉电，设计了时序保护电路。由于所用放大器为GaN HEMT晶体管，双电源工作，典型工作电压Vd＝+24V，Vg＝-1.6V，功放时序电路的负电输出端连接功率放大器的栅极，功放时序电路的正电输出端连接功率放大器的漏极，如图11所示。

对其进行时序保护电路的设计原则包括保证稳定的静态工作点以及上电时序和掉电时序；其中为静态工作点的稳定要保证Vg的稳定，上电时序：在GaN HEMT晶体管栅极供-1.6V负电的前提下，漏极才能供+24V正电，掉电时序：在GaN HEMT晶体管漏极+24V掉电后，栅极-1.6V才能断电，原理图如图12所示。

具体工作原理：时序电路负电供电采用LDO低压差线性稳压电路，供电基准电压Vref＝-0.5V，由V-分压得到。按照公式，计算出在静态工作点时，R2和R1的比例值，时序电路负电输出端连接GaN HEMT晶体管的栅极，为其提供负电电压。当V-＝-5V，即GaN HEMT晶体管的栅极存在负电供电的前提下，耗尽型N沟道FET Q2导电沟道截止，此时Q4截止、Q5截止，正24V输入24Vin通过电阻R12、R11导电回路到GND，R11、R12之间电压为24/2＝12V，增强型PMOS Q5导通，此时时序电路正电输出端连接GaN HEMT晶体管的漏极，Vd＝24Vin＝24V，为GaN HEMT晶体管的导电沟道提供24V正电。当V-掉电时，由于二极管D1的存在，其单向导通性决定了在GaN HEMT晶体管的栅极g的滤波、退藕电容C1内的电荷不能通过D1快速释放，因此会有一个掉电延时，此时Q2栅压为0V，Q2导通，Q3导通，Q4导通，从而Q5截止，GaN漏极电压为0V，之前存储在去藕、滤波电容C5内的电荷会通过电路1的D2、R5、Q2回路快速放电。此电路设计相比传统只有上电时序和电阻分压负电的电路结构，具有以下优点：上电时负电延时时间短，正电有Q2、Q3、Q4三级开关延时、外加C1可变延时电容，可保证在负电上电后、正电才会导通；掉电时LDO低压差线性稳压电路中D1保证了负电掉电延时，D2、R2、Q2保证了Vd快速放电。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例而已，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于功率放大器的监控系统，包括电调衰减器、功率放大器、耦合组件、检波器和为电路供电的电源，其特征在于：还包括处理器、调理电路和功放时序电路，所述检波包括输入检波器和耦合检波器，所述输入检波器连接处理器，所述输入检波器、电调衰减器、功率放大器和耦合组件依次连接，所述耦合检波器一端连接耦合组件，其另一端连接调理电路后连接处理器，所述处理器连接功放时序电路后连接功率放大器。

2.根据权利要求1所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述调理电路包括调理供电电路、衰减调理电路和检波调理电路，所述调理供电电路输入端连接电源，其输出端分别连接衰减调理电路和检波调理电路的电源端。

3.根据权利要求2所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述衰减调理电路输入端连接处理器的DACOUT端，其输出端连接电调衰减器，所述衰减调理电路包括运放U4A、U3B，其具体电路连接如下：

运放U4A的正相输入端连接DACOUT端，其反相输入端连接电阻R9接地，其反相输入端还连接电阻R10后分别连接运放U4A的输出端和电调衰减器V0端，其输出端连接电阻R7后连接运放U3B的反相输入端，运放U3B的反相输入端还连接电阻R8后连接运放U3B的输出端，运放U3B的正相输入端接地，其输出端连接电调衰减器V1端。

4.根据权利要求2所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述检波调理电路输入端均连接具有正向功率和反向功率的耦合检波器，其输出端连接处理器的ADCIN端。

5.根据权利要求1所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述检波器采用具有温度补偿特性的宽带定向检波器芯片。

6.根据权利要求1所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述功放时序电路与功率放大器的电路连接如下：所述功放时序电路的负电输出端连接功率放大器的栅极，所述功放时序电路的正电输出端连接功率放大器的漏极。

7.根据权利要求6所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述功放时序电路的电路连接如下：

功放时序电路Vref端连接运放U1的正相输入端后连接三极管Q1的基极，运放U1的反相输入端连接电阻R1后连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的发射极连接运放U1的负电源端；电阻R1还连接电阻R2后接地，电阻R1还连接三极管Q1的集电极，三极管Q1的集电极还连接二极管D1阴极，二极管D1阳极连接电容C1后接地，二极管D1阳极还连接功率放大器的栅极；

功放时序电路V-端连接MOS管Q2的栅极，MOS管Q2的源极接地，MOS管Q2的漏极连接串联连接的电阻R5和二极管D2后连接电容C5后接地，电阻R5连接二极管D2阴极，二极管D2阳极分别连接电容C5和功率放大器的漏极；MOS管Q2的漏极还连接三极管Q3的基极，三极管Q3的集电极接地，三极管Q3的发射极分别连接三极管Q4的基极和24Vin，三极管Q4的集电极连接电阻R11后连接三极管Q3的集电极，三极管Q4的集电极还连接电阻R12后连接24Vin，三极管Q4的集电极还连接MOS管Q5的栅极，MOS管Q5的源极连接功率放大器的漏极，MOS管Q5的漏极连接24Vin。

8.根据权利要求1所述的一种基于功率放大器的监控系统，其特征在于：所述功率放大器采用GaN HEMT晶体管。

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