CN209448710U - 一种并发双通带匹配的功率放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种并发双通带匹配的功率放大器，电感L1的一端接负压，电感L1的另一端接微带线R1的一端和电容C1的一端，微带线R1的另一端接晶体管M的栅极，电容C1的另一端接地；电感L2的一端接正压，电感L2的另一端接微带线R2的一端和电容C2的一端，微带线R2的另一端接晶体管M的源极，电容C2的另一端接地；输入匹配网络的一端接晶体管M的栅极，输入匹配网络的另一端接电容C3的一端，电容C3的另一端接入50Ω端口阻抗Z1，作为信号输入端。本实用新型一种并发双通带匹配的功率放大器，通过集成思想将双通带滤波器集成在晶体管的输出级，从而获得匹配与滤波功能融合的双通带输出电路，同时可以省略匹配电路使放大器直接与滤波器相连，且同时完成匹配的功能。

Description

一种并发双通带匹配的功率放大器

技术领域

本实用新型涉及电子信息技术领域，具体涉及一种并发双通带匹配的功率放大器。

背景技术

传统的双通带功率放大器主要是通过在两个不同的频段进行阻抗匹配来实现的，这往往使电路结构更复杂，而且设计得到的双通带功率放大器带间隔离度很差。而且功放后面通常需要增加滤波器以滤除放大器非线性带来的各种谐波和互调分量对接收机带来的干扰和影响。传统的方法是功放模块之后再单独外接滤波器模块，这样在功放和滤波器两个部件之间引入的连接线和转接器不仅会增加了电路损坏，还会导致电路尺寸大幅度增加，从而使得制作和生产成本也随之增加。本实用新型从新的设计角度出发，提出一种集成思想，将双通带滤波器和功率放大器集成在一起，使得双通带滤波器可以同时作为功率放大器的输出匹配网络，从而使得具有滤波功能的双通带功率放大器得以实现。这种设计方法既有效的解决了传统方法存在的带间隔离度差、电路结构复杂的问题，又解决了功放外接双通带滤波器方法带来的电路尺寸大、成本高、电路损耗大的问题，使双通带放大器的设计更易于实现，具有重大的研究价值。

目前无线系统不能有效地解决由于多种无线通信标准并存，且每个标准又存在多种通信频带划分带来的一个基站中射频收发模块越来越多，基站体积越来越庞大等问题。为了满足激增的用户需求和高速率数据业务传输的同时，解决基站射频收发模块越来越多，功耗越来越高等问题，构建低碳、绿色通信，实现系统升级长期可持续发展，新一代多频带融合架构的并发多波段无线系统应运而生，而并发多波段射频功放是多频带融合架构的无线系统核心关键设备。

在射频前端中，放大器作为占空间最大的模块，使用双模或多模放大器可避免设计额外的放大电路，从而大大减小尺寸。设计双通带功率放大器的方法有多种，最常见的做法是在输出端通过对放大器阻抗特性的分析，实现在两个工作频段的匹配。第二个比较常见的方法是使用开关，比如微机电系统(MEMS)、PIN开关二极管等。将功率放大器(简称功放)和双通带滤波器单独设计，电路的整体尺寸较大。第三种并发双通带放大器的实现方法是在单通带匹配网络后级联枝节负载线，从而使单通带匹配网络变为双通带，实现了双通带放大器。在设计这种双通带放大器时，首先设计了一种单通带的功放，这个功放的工作频段同时包含有f₁和f₂，然后在匹配电路后并联了枝节负载线，这段传输线可以在频率f₁和f₂中产生一个传输零点，从而实现了双通带的效果。其原理图与整体结构如下图1所示。

在传统的双通带放大器中，主要可分为并发与非并发两种。并发模式放大器可以同时工作在不同的频段，而非并发模式不能同时工作于不同的频段。双通带设计中常以微机电系统 (MEMS)、PIN开关二极管等作为开关，设计非并发模式的双通带功率放大器。对于并发模式的放大器，最常见的设计匹配电路的方法是通过对放大器模型的仿真分析获得模型阻抗，然后分别在两个频段实现匹配。这种方法因为考虑晶体管的不同阻抗特性，存在设计过程比较复杂，电路实现容易受到制约等缺点。另一种并发双通带放大器的实现方法是在单通带匹配网络后并联枝节负载线，从而在单通带内产生传输零点，使得单通带匹配网络变为双通带，实现了双通带放大器。这类方法较第一类而言，解决了电路设计复杂的问题，但是，如果仅引入单个传输零点，并不能产生良好的带间隔离；而引入多个传输零点，又会使得整体性能 (效率、输出功率等)变差。而且所设计的功放后面通常需要增加滤波器以滤除放大器非线性带来的各种谐波和互调分量对接收机带来的干扰和响应。传统的方法是功放模块之后再单独外接滤波器模块，这样一来，整个电路体积和尺寸急剧增加，电路损坏增加和成本也大幅度上涨。

研究表明，在双通带功率放大器的设计中，传统的并发双通带匹配电路的设计方法繁琐而且带间隔离度很差，基于射频开关的非并发匹配电路又具有较大的插入损耗，以上的设计方法都难以做到即是并发系统、又有较小的插入损耗，同时保证良好的带间隔离度。而且在这些设计的功放模块后还需单独外接滤波器模块滤除放大器非线性带来的各种谐波和互调分量对接收机的干扰和响应，导致的电路体积和尺寸增加、电路损坏增大。针对以上讨论的传统的双通带设计电路的缺点，以及功放模块之后外接滤波器模块引起的问题，本实用新型提出了一种新的并发双通带功率放大器的设计方法：将双通带滤波器融合到功放输出端直接参与匹配，不仅可以在功放内部实现传统功放外接双通带滤波器的方案，而且还可以实现双通带匹配，从而减少了整个双通带功放的内部电路单元。

综上所述，本实用新型解决了传统双通带匹配电路设计复杂，基于射频开关的匹配电路插入损耗大，以及隔离度差的问题，而且本实用新型采用的功放集成双通带滤波匹配网络的方案可以极大减少电路尺寸，降低制作和生产成本。

实用新型内容

本实用新型所要解决的技术问题是现有技术难以做到即是并发系统、又有较小的插入损耗，同时保证良好的带间隔离度。而且在这些设计的功放模块后还需单独外接滤波器模块滤除放大器非线性带来的各种谐波和互调分量对接收机的干扰和响应，导致的电路体积和尺寸增加、电路损坏增大，目的在于提供一种并发双通带匹配的功率放大器，解决上述问题。

本实用新型通过下述技术方案实现：

一种并发双通带匹配的功率放大器，包括输入匹配网络、晶体管M、电容C1、电容C2、电容C3、电感L1、电感L2、微带线R1、微带线R2、双通带滤波匹配电路、端口阻抗Z1 和端口阻抗Z2；所述电感L1的一端接负压，电感L1的另一端接微带线R1的一端和电容 C1的一端，所述微带线R1的另一端接晶体管M的栅极，所述电容C1的另一端接地；所述电感L2的一端接正压，电感L2的另一端接微带线R2的一端和电容C2的一端，所述微带线 R2的另一端接晶体管M的漏极，所述电容C2的另一端接地；所述输入匹配网络的一端接晶体管M的栅极，输入匹配网络的另一端接电容C3的一端，所述电容C3的另一端接入端口阻抗Z1；所述双通带滤波匹配电路的一端接晶体管M的漏极，双通带滤波匹配电路的另一端接入端口阻抗Z2；所述晶体管M的源极接地。

现有技术中，难以做到即是并发系统、又有较小的插入损耗，同时保证良好的带间隔离度。而且在这些设计的功放模块后还需单独外接滤波器模块滤除放大器非线性带来的各种谐波和互调分量对接收机的干扰和响应，导致的电路体积和尺寸增加、电路损坏增大。

本实用新型应用时，本实用新型放大器的整体结构采用微带线实现，通过集成思想将双通带滤波器集成在晶体管的输出级，从而获得匹配与滤波功能融合的双通带输出电路，同时可以省略匹配电路使放大器直接与滤波器相连，且同时完成匹配的功能，具体的工作原理详见实施例。

进一步的，所述双通带滤波匹配电路包括谐振器；所述谐振器包括方环微带、第一短路枝节、第二短路枝节、第一T型枝节和第二T型枝节；所述第一短路枝节的一端连接于方环微带的内环，另一端接地；所述第二短路枝节对称于第一短路枝节，且第二短路枝节的一端连接于方环微带的内环，另一端接地；所述第一T型枝节腹枝节的端部连接于方环微带的外环，且第一T型枝节腹枝节的轴线垂直于第一短路枝节的轴线；所述第二T型枝节对称于第一T型枝节，且第二T型枝节腹枝节的端部连接于方环微带的外环；所述谐振器的谐振模式均为1/4波长谐振器。

本实用新型应用时，采用一种宽阻带双通带滤波器的设计方法。首先设计一种新型的枝节加载方环四模谐振器，通过奇偶模理论分析，该结构每个谐振模式的等效电路均为1/4波长谐振器，从而大大减小了滤波器的尺寸，另外每个模式的一次谐波均为基频的3倍，也有助于获得更宽的阻带特性。

进一步的，所述双通带滤波匹配电路还包括第一开路枝节和第二开路枝节；所述第一开路枝节的一端连接于第一T型枝节上翼枝节的端部，所述第二开路枝节的一端连接于第二T 型枝节上翼枝节的端部，第一开路枝节的另一端向方环微带弯曲，第二开路枝节的另一端向方环微带弯曲，且第一开路枝节的另一端和第二开路枝节的另一端靠近并形成枝节间的耦合；所述第一开路枝节和第二开路枝节对称设置。

进一步的，所述双通带滤波匹配电路还包括第三开路枝节、第四开路枝节、第一耦合枝节、第二耦合枝节、第一馈线和第二馈线；所述第三开路枝节的一端连接于第一T型枝节下翼枝节的端部，第三开路枝节的另一端向第一T型枝节弯曲；所述第四开路枝节的一端连接于第二T型枝节下翼枝节的端部，第四开路枝节的另一端向第二T型枝节弯曲；所述第三开路枝节和第四开路枝节对称设置；所述第一耦合枝节靠近并耦合于第三开路枝节，且第一耦合枝节上设置第一馈线；所述第二耦合枝节靠近并耦合于第四开路枝节，且第二耦合枝节上设置第二馈线。

进一步的，所述第一馈线连接于晶体管M的漏极；所述第二馈线接入端口阻抗Z2。

进一步的，输入匹配网络包括依次串联的微带线R3、微带线R4、微带线R5和微带线R6；所述微带线R3远离微带线R4的一端接电容C3；所述微带线R6远离微带线R5的一端接晶体管M的栅极。

本实用新型与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

本实用新型一种并发双通带匹配的功率放大器，通过集成思想将双通带滤波器集成在晶体管的输出级，从而获得匹配与滤波功能融合的双通带输出电路，同时可以省略匹配电路使放大器直接与滤波器相连，且同时完成匹配的功能。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。在附图中：

图1为现有技术示意图；

图2为谐振器结构示意图；

图3为寄生参数与输出匹配网络组成的等效电路；

图4为双通带滤波器的原理图；

图5为双通带功率放大器电路原理图；

图6为本实用新型实施例示意图；

图7为本实用新型实施例示意图；

图8为本实用新型实施例示意图；

图9为本实用新型实施例示意图；

图10为本实用新型实施例示意图；

图11为本实用新型实施例示意图；

图12为本实用新型实施例示意图；

图13为本实用新型实施例示意图；

图14为本实用新型实施例示意图。

附图中标记及对应的零部件名称：

1-双通带滤波匹配电路，

121-方环微带，122-第一短路枝节，123-第二短路枝节，124-第一T型枝节，125-第二T 型枝节，111-第一开路枝节，112-第二开路枝节，113-第三开路枝节，114-第四开路枝节，115- 第一耦合枝节，116-第二耦合枝节，117-第一馈线，118-第二馈线。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步的详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。

实施例

如图2所示，对于双通带滤波器的设计有多种方法，在这里考虑到电路整体尺寸的小型化以及滤波器通带间的隔离度，本设计采用一种宽阻带双通带滤波器的设计方法。首先设计一种新型的枝节加载方环四模谐振器，通过奇偶模理论分析，该结构每个谐振模式的等效电路均为1/4波长谐振器，从而大大减小了滤波器的尺寸，另外每个模式的一次谐波均为基频的3倍，也有助于获得更宽的阻带特性。该谐振器的4个模式的谐振频率都可以通过对应的物理尺寸自由调节，设计的滤波器也具有独立可控的通带中心频率和带宽。弯钩形的馈电线设计，引入了新的传输零点，进一步改善了滤波器的选择性和阻带特性。滤波器结构易于分析，设计流程简单。

新型枝节加载方环四模谐振器结构如图2所示。方环两侧是两个相同的T形枝节，方环中间加载了两段的短路枝节，这两段短路枝节的宽度及长度均相等。整个谐振器结构关于图中虚线P-P′对称，因此可以利用奇偶模方法对其谐振特性进行分析。

图6为谐振器偶模等效电路，图7为模式E₁偶模等效电路，图8为模式O₁偶模等效电路，图9为谐振器奇模等效电路，图10为模式E₂奇模等效电路，图11为模式O₂奇模等效电路，在偶模激励情况下，谐振器的对称线P-P′处电流为零，等效为理想磁壁(虚拟开路)，此时加载的两段长度为L₄、宽度为2W的短路枝节被等分，宽度变为原来的1/2，因此偶模等效电路如图6所示。在奇模激励情况下，谐振器对称线P-P′处的电压为零，等效为理想电壁(虚拟短路)，此时加载的两段短路枝节可以视为不存在，因此奇模等效电路如图9所示。

可见，图6中的偶模等效电路和图9中的奇模等效电路依然具有对称性，再次对图6中的偶模等效电路应用奇偶模方法，则得到了图7和图10所示的模式E₁和模式E₂；对图9 中的奇模等效电路应用奇偶模方法，得到了图8和图11所示的模式O₁和模式O₂，并且得到的4个模式的等效电路均为1/4波长谐振器，其谐振频率分别记为f_E1，f_E2，f_O1和f_O2，则它们可由下列公式给出:

其中，c代表自由空间的光速，ε_eff代表微带介质基板的有效介电常数。

根据上面的分析，可以得到：该谐振器结构的4个谐振模式的等效电路均为1/4波长谐振器，有效地减小了滤波器的电路尺寸，也使得每个模式一次谐波出现在三倍频处，获得了更好的阻带特性；由式(1)～(2)可得f_E1＜f_O1＜f_E2＝f_O2；改变枝节L₁的长度会对4个模式的谐振频率都产生影响，L₂和L₃的变化只影响f_E1和f_O1的大小而对其他模式的谐振频率没有影响，改变枝节L₄的长度只影响f_E1的大小而对其他模式的谐振频率没有影响。

进一步的如图4所示，为了应用新型四模谐振器设计双通带滤波器，需要将两个重合的模式E₂和O₂分离，以形成通带效应。如图4所示，两段开路枝节向内弯折并使之相互靠近，形成了枝节之间的耦合，引入的枝节耦合会使得两个重合的谐振模式的频率f_E2和f_O2因为耦合的作用而分离，并且两个新的传输零点被引入。新的传输零点的引入是由于枝节之间的耦合形成了新的传输路径，在传输零点对应频率处，新的传输路径与原有传输路径因为叠加的效应而相互抵消。枝节耦合的强度可以通过改变耦合间隙g₁控制。4个谐振模式被引入的传输零点分成两组，其中f_E1和f_O1为第1组，构成第1通带；f_E2和f_O2为第2组，构成第2通带。第1通带的中心频率可由参数L₂和L₃控制，第1通带的中心频率随着参数L₂和L₃的增大而减小，带宽可以由L₄控制，并且随着L₄的增加，第1通带的带宽也会增大；第2通带中心频率可以由参数L₁控制，第2通带的中心频率随着参数L₁的增大而减小，带宽可以由枝节之间的耦合间隙g₁控制，并且第2通带的带宽随着耦合间隙g₁的减小而增大。综上所述，两个通带的中心频率和带宽都是独立可控的。

进一步的如图3所示，双通带匹配电路是在现有双通带滤波结构的基础上直接集成在放大器晶体管的输出级，也就是将匹配和双通带滤波融合在一起成为整个放大器的输出匹配电路。因为上述设计的滤波器的两个通带的中心频率和带宽都是独立可控的，因此在进行与放大器晶体管的阻抗匹配时，改变双通带滤波器的输入阻抗，对滤波器的通带的中心频率和带宽影响不大。这个方法不仅简单易于实现，在滤波的基础上进行电路匹配，同时滤波对电路匹配没有影响，这是本实用新型的保护重点。

本次设计中是通过改变双通带滤波电路的输入端的微带线长度和宽度，来改变双通带滤波器的输入阻抗相位和大小，使得与放大器晶体管的阻抗进行共轭匹配。如图3所示，为 CGH40010晶体管的封装模型和双通带滤波器组成的等效网络，虚线方框内为变化后的双通带滤波器的输入端的长度和宽度。

通过以上的设计过程，本实用新型用一个实例展示设计效果。晶体管通过负载牵引得到阻抗为Z_s＝(19.7+j*11.3)Ω，设计一个中心频率分别为1.5GHz/2.4GHz的双通带匹配电路。首先，设计一款中心频率分别为1.5GHz/2.4GHz的双通带滤波器。然后，在不改变双通带滤波器任何参数的情况下，修改滤波器输入端阻抗，使其与晶体管的阻抗相匹配。考虑到为了验证设计的匹配网络是否满足要求，运用图3的等效网络对电路进行分析与计算，得到了在 1.5GHz/2.4GHz的S参数响应，如图12所示。由图12可知，两个通带的中心频率分别为1.5GHz 和2.4GHz，两个通带中心频率处的插入损耗分别为0.30dB和0.48dB,通带内最小回波损耗分别为21.1dB和18.4dB。

进一步的如图5所示，通过以上的设计步骤，本实用新型最终设计了一款双通带功率放大器。该放大器的晶体管采用CREE公司的CGH40010-F，其输出功率可达到10W。如图5所示，放大器的整体结构采用微带线实现，其输入匹配网络采用宽带匹配算法得到的四节微带线串联而成，其输出匹配网络由本实用新型提出的双通带匹配网络实现的(在电路原理图中用滤波器示意图表示，具体结构参照图3)。如图13和图14所示为本实用新型提出的双通带功率放大器设计结果，图13为增益曲线，图14为功率附加效率曲线：在输入功率为28dBm 时，可以看出其双通带1.5GHz/2.4Ghz的功率附加效率均优于65％，且增益均大于13dB。此外，无论是双通带功放的增益还是效率均在两个通频带之间获得了一个或两个传输零点。

本实用新型提出了一种新的并发双通带匹配电路的设计方法。这个方法是将双通带滤波器融合到功放输出端直接参与匹配，不仅可以在功放内部实现传统功放外接双通带滤波器的方案，而且还可以实现双通带匹配，从而减少了整个双通带功放的内部电路单元。这种方法得到的电路结构带有原来的双通带滤波器的隔离特性，使得功率放大器的通带间隔离度大大增强了。本实用新型解决了传统双通带匹配电路设计复杂，基于射频开关的匹配电路插入损耗大，以及隔离度差的问题。而且该方法在功放内部实现了传统功放外接滤波器的方案，减少了电路尺寸，降低了制作和生产成本。

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种并发双通带匹配的功率放大器，其特征在于，包括输入匹配网络、晶体管M、电容C1、电容C2、电容C3、电感L1、电感L2、微带线R1、微带线R2、双通带滤波匹配电路(1)、端口阻抗Z1和端口阻抗Z2；所述电感L1的一端接负压，电感L1的另一端接微带线R1的一端和电容C1的一端，所述微带线R1的另一端接晶体管M的栅极，所述电容C1的另一端接地；所述电感L2的一端接正压，电感L2的另一端接微带线R2的一端和电容C2的一端，所述微带线R2的另一端接晶体管M的漏极，所述电容C2的另一端接地；所述输入匹配网络的一端接晶体管M的栅极，输入匹配网络的另一端接电容C3的一端，所述电容C3的另一端接入端口阻抗Z1；所述双通带滤波匹配电路(1)的一端接晶体管M的漏极，双通带滤波匹配电路的另一端接入端口阻抗Z2；所述晶体管M的源极接地，所述双通带滤波匹配电路(1)包括谐振器；所述谐振器包括方环微带(121)、第一短路枝节(122)、第二短路枝节(123)、第一T型枝节(124)和第二T型枝节(125)；所述第一短路枝节(122)的一端连接于方环微带(121)的内环，另一端接地；所述第二短路枝节(123)对称于第一短路枝节(122)，且第二短路枝节(123)的一端连接于方环微带(121)的内环，另一端接地；所述第一T型枝节(124)腹枝节的端部连接于方环微带(121)的外环，且第一T型枝节(124)腹枝节的轴线垂直于第一短路枝节(122)的轴线；所述第二T型枝节(125)对称于第一T型枝节(124)，且第二T型枝节(125)腹枝节的端部连接于方环微带(121)的外环；所述谐振器的谐振模式均为1/4波长谐振器；输入匹配网络包括依次串联的微带线R3、微带线R4、微带线R5和微带线R6；所述微带线R3远离微带线R4的一端接电容C3；所述微带线R6远离微带线R5的一端接晶体管M的栅极。

2.根据权利要求1所述的一种并发双通带匹配的功率放大器，其特征在于，所述谐振器还包括第一开路枝节(111)和第二开路枝节(112)；所述第一开路枝节(111)的一端连接于第一T型枝节(124)上翼枝节的端部，所述第二开路枝节(112)的一端连接于第二T型枝节(125)上翼枝节的端部，第一开路枝节(111)的另一端向方环微带(121)弯曲，第二开路枝节(112)的另一端向方环微带(121)弯曲，且第一开路枝节(111)的另一端和第二开路枝节(112)的另一端靠近并形成枝节间的耦合；所述第一开路枝节(111)和第二开路枝节(112)对称设置。

3.根据权利要求2所述的一种并发双通带匹配的功率放大器，其特征在于，所述双通带滤波匹配电路(1)还包括第三开路枝节(113)、第四开路枝节(114)、第一耦合枝节(115)、第二耦合枝节(116)、第一馈线(117)和第二馈线(118)；所述第三开路枝节(113)的一端连接于第一T型枝节(124)下翼枝节的端部，第三开路枝节(113)的另一端向第一T型枝节(124)弯曲；所述第四开路枝节(114)的一端连接于第二T型枝节(125)下翼枝节的端部，第四开路枝节(114)的另一端向第二T型枝节(125)弯曲；所述第三开路枝节(113)和第四开路枝节(114)对称设置；

所述第一耦合枝节(115)靠近并耦合于第三开路枝节(113)，且第一耦合枝节(115)上设置第一馈线(117)；

所述第二耦合枝节(116)靠近并耦合于第四开路枝节(114)，且第二耦合枝节(116)上设置第二馈线(118)。

4.根据权利要求3所述的一种并发双通带匹配的功率放大器，其特征在于，所述第一馈线(117)连接于晶体管M的漏极；所述第二馈线(118)接入端口阻抗Z2。