CN208767975U - 一种串联型反激变换器 - Google Patents
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Abstract
本实用新型公开了一种串联型反激变换器，包括反激变换器A、反激变换器B、均压控制电路和稳压控制电路，所述反激变换器A包括开关管S1、场效应管D1和变压器T1，反激变换器B包括开关管S2、场效应管D2和变压器T2，变压器T1的脚2接开关管S1的集电极，开关管S1的发射极接Vin‑电源端子，变压器T2的脚1接Vin+电源端子，Vin+电源端子依次串接输入电压V1和输入电压V2与Vin‑电源端子电连接。本串联型反激变换器，具有原边串联副边并联的拓扑结构，并采用简单实用的控制方法实现原边电路的均压效果和副边电路的均流效果，从而实现把低耐压的开关管和变压器应用在高输入电压的系统，提高辅助电源的性能，减低辅助电源的成本。
Description
技术领域
本实用新型涉及高频开关电源技术领域，具体为一种串联型反激变换器。
背景技术
电力电子系统中通常需要一个辅助电源，为设备在初始上电或待机状态下提供必要的供电电压，以启动或维持整个电力电子系统的运行。这个辅助电源的功率一般远小于主电路的功率，从设计理念上考虑一般需要这个辅助电源简单可靠，不需要增加太多成本。反激变换器一般只有一个磁性元件，一个功率开关，很容易实现多路输出，控制电路也相当成熟和标准化，是辅助电源的最佳候选电路。由于辅助电源是整个系统最先开启的电路部分，当系统输入电压比较高时，它如何从系统取电是一个经常困扰工程师的问题。
高压输入情况下，辅助电源的设计主要有两个问题：一个是主开关的选择，反激变换器是单端电路，主开关的电压应力一般是输入电压的1.5～2倍，对于200～300V的输入电压，可以选择600V的器件，对于400～600V的输入需要选择900～1200V的器件，对于800-1000V的输入电压，几乎就没有合适的开关管可用。开关管的耐压越高，性能越差，选择余地也越小。
另一个问题是变压器的绕制问题，由于输入电压较高，通常导致变压器需要很多的圈数，以降低变压器磁性的磁通密度，保证变压器工作在安全区间。变压器圈数的增加，也带来变压器寄生电容的增加，使得反激变换器的开关损耗显著增加，当然输入电压的升高对变压器的耐压也提出更高要求。
目前针对高压输入的系统，辅助电源可以采用双管反激或者开关管级联的拓扑，一定程度上解决开关管耐压不足的问题，但控制上变得复杂一些，而且仍然无法解决变压器圈数过多以及耐压绝缘的问题，基于此，提出一种串联型反激变换器。
实用新型内容
本实用新型的目的在于提供一种串联型反激变换器，具有原边串联副边并联的拓扑结构，依据均压效果和均流效果，实现了把低耐压的开关管和变压器应用在高输入电压的系统，提高辅助电源的性能，减低辅助电源的成本的优点，解决了现有技术中的问题。
为实现上述目的，本实用新型提供如下技术方案：一种串联型反激变换器，包括反激变换器A、反激变换器B、均压控制电路和稳压控制电路，所述反激变换器A包括开关管S1、场效应管D1和变压器T1，反激变换器B包括开关管S2、场效应管D2和变压器T2，变压器T1的脚2接开关管S1的集电极，开关管S1的发射极接Vin-电源端子，变压器T2的脚1接Vin+电源端子，Vin+电源端子依次串接输入电压V1和输入电压V2与Vin-电源端子电连接，变压器T1的脚1接输入电压V1的输入端，变压器T2的脚2接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极接输入电压V2的负极，变压器T2的脚3串接二极管D2接输出电压Vo+，变压器T1的脚4接输出电压Vo-，二极管D2的输出端接电容C0接变压器T1的脚4，变压器T1的脚3串接二极管D1接二极管D2的输出端，二极管D1的输出端接电容C0接变压器T1的脚4，变压器T2的脚4接电容C0的输出端；所述均压控制电路包括运算放大器U1、比例积分调节器U2和脉冲宽度调制器PWM1，运算放大器U1的正极接输入电压V2，运算放大器U1的负极接输入电压V1，运算放大器U1的输出端串接电阻R1接比例积分调节器U2的负极，比例积分调节器U2的正极接地，比例积分调节器U2的输出端接脉冲宽度调制器PWM1的正极，脉冲宽度调制器PWM1的输出端接开关管S1的基极，电阻R1的输出端接电阻R2和电容C1接脉冲宽度调制器PWM1的正极；所述稳压控制电路包括运算放大器U3、比例积分调节器U4和脉冲宽度调制器PWM2，运算放大器U3的正极接输出电压V0，运算放大器U3的负极接输入端子Vref，运算放大器U3的输出端串接电阻R3接比例积分调节器U4的负极，比例积分调节器U4的正极接地，比例积分调节器U4的输出端接脉冲宽度调制器PWM2的正极电阻R3的输出端串接电阻R4和电容C2接脉冲宽度调制器PWM2的正极，脉冲宽度调制器PWM2的输出端接开关管S2的基极。
优选的，所述变压器T1和变压器T2的参数完全相同，拥有完全相同的激磁电感LM和匝比n:1。
与现有技术相比，本实用新型的有益效果如下：
本实用新型提供的一种串联型反激变换器，具有原边串联副边并联的拓扑结构，并采用简单实用的控制方法实现原边电路的均压效果和副边电路的均流效果，从而实现把低耐压的开关管和变压器应用在高输入电压的系统，提高辅助电源的性能，减低辅助电源的成本。
附图说明
图1为本实用新型的串联型反激变换器的电路图；
图2为本实用新型的反激变换器断续电流模式下的工作波形图；
图3为本实用新型的串联型反激变换器的输出稳压电路图；
图4为本实用新型的串联型反激变换器的输出稳压电路控制流程图；
图5为本实用新型的串联型反激变换器的输入均压电路图；
图6为本实用新型的串联型反激变换器的输入均压电路控制流程图；
图7为本实用新型的串联型反激变换器多路输出情况下的电路布局图。
图中：1、反激变换器A；2、反激变换器B；3、均压控制电路；4、稳压控制电路。
具体实施方式
下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。
实施例一：
请参阅图1，一种串联型反激变换器，包括反激变换器A1、反激变换器B2、均压控制电路3和稳压控制电路4，反激变换器A1包括开关管S1、场效应管D1和变压器T1，反激变换器B2包括开关管S2、场效应管D2和变压器T2，变压器T1的脚2接开关管S1的集电极，开关管S1的发射极接Vin-电源端子，变压器T2的脚1接Vin+电源端子，Vin+电源端子依次串接输入电压V1和输入电压V2与Vin-电源端子电连接，变压器T1的脚1接输入电压V1的输入端，变压器T2的脚2接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极接输入电压V2的负极，变压器T2的脚3串接二极管D2接输出电压Vo+，变压器T1的脚4接输出电压Vo-，二极管D2的输出端接电容C0接变压器T1的脚4，变压器T1的脚3串接二极管D1接二极管D2的输出端，二极管D1的输出端接电容C0接变压器T1的脚4，变压器T2的脚4接电容C0的输出端，其中变压器T1和变压器T2的参数完全相同，拥有完全相同的激磁电感LM和匝比n:1；均压控制电路3包括运算放大器U1、比例积分调节器U2和脉冲宽度调制器PWM1，运算放大器U1的正极接输入电压V2，运算放大器U1的负极接输入电压V1，运算放大器U1的输出端串接电阻R1接比例积分调节器U2的负极，比例积分调节器U2的正极接地，比例积分调节器U2的输出端接脉冲宽度调制器PWM1的正极，脉冲宽度调制器PWM1的输出端接开关管S1的基极，电阻R1的输出端接电阻R2和电容C1接脉冲宽度调制器PWM1的正极；稳压控制电路4包括运算放大器U3、比例积分调节器U4和脉冲宽度调制器PWM2，运算放大器U3的正极接输出电压V0，运算放大器U3的负极接输入端子Vref，运算放大器U3的输出端串接电阻R3接比例积分调节器U4的负极，比例积分调节器U4的正极接地，比例积分调节器U4的输出端接脉冲宽度调制器PWM2的正极电阻R3的输出端串接电阻R4和电容C2接脉冲宽度调制器PWM2的正极，脉冲宽度调制器PWM2的输出端接开关管S2的基极。
该串联型反激变换器，开关管S1、场效应管D1和变压器T1构成一个反激电路，开关管S2、场效应管D2和变压器T2构成另一个反激电路，其中变压器T1和变压器T2的参数完全相同拥有完全相同的激磁电感LM和匝比n:1，两个反激变换器的输入电压分别为输入电压V1和输入电压V2串联连接，并连接到输出电压V0+和V0-之间，反激变换器A1、反激变换器B2的控制电路是分离的，稳压控制电路4中反馈信号来自输入电压Vo，经过负反馈控制电路以及脉冲宽度调制器PWM电路产生占空信号D1，占空信号D1再接到S1的门极，这样稳压控制电路4通过控制反激变换器1实现输出电压的稳压控制；反激变换器2的控制电路反馈信号则来自两个变换器的输入电压V1，V2，通过负反馈控制电路和脉冲宽度调制器PWM电路产生占空比信号D2，占空比信号D2再接到S2的门极，这样均压控制电路3通过控制反激变换器2实现输入电压的均压控制，将反激变换器A1和反激变换器B2的控制电路互换，也可以得到同样的控制效果；
为说明图1的连接方式和控制方式是如何实现均压的，请参阅图2，D1是占空比信号，其施加于开关管S1，当D1为高电平时，变压器T1的原边绕组被连接到输入电压V1上，则激磁电流Im1从零线性增长，在D1高电平结束时激磁电流达到最大值Im_peak：
其中Ts是开关周期，Lm是变压器激磁电感量。
在D1为低电平期间，原边电流降为零，副边电流Id从峰值线性下降，Id的峰值Id_peak:
Id_peak＝n*Im_peak
这里n是变压器匝比，定义为原边匝数与副边匝数之比。
副边电流的导通时间Td_on为：
如果Lm取值比较小，则可保证Td_on<D1*Ts,即每个开关周期内激磁电感的电流都回复到零，变换器就工作在断续电流模式。
输入电流Iin1就是激磁电流在占空比D1时间内的平均值，即有如下关系：
由此可见当占空比D1增大时，Iin1按照平方关系增大，同样的分析可得到输出电流Io与D1的关系：
严格意义上将，上述两个关系式还有一个转换效率的系数，当近似认为装换效率为1时，上述两个关系式严格成立，则有：
Io1＝n*Iin1
即输入电流与输出电流成正比，且都受控于占空比D1。
请参阅图3-4，其中运算放大器U3起到差分放大的作用，求出输出电压Vo与参考电压Vref的差值，比例积分调节器U4根据Vo与Vref的误差得到控制电压Ve，Ve再通过脉冲宽度调制器PWM2得到占空比信号D1，D1的增大或减小引起Io1的增大或减小，进而引起Vo的增大或减小，这个控制过程与通常的反馈稳压控制完全一样，由于比例积分调节器U4的积分器作用，可以做到Vo-Vref的平均值为零，即可控制Vo稳定于Vref之值。
请参阅图5-6，其中反馈信号来自反激变换器A1和反激变换器B2的输入电压V1和输入电压V2，经过运算放大器U1得到输入电压V1，输入电压V2的差值信号，比例积分调节器U2根据输入电压V1与输入电压V2的误差得到控制信号Ve，Ve再通过脉冲宽度调制器PWM1得到占空比信号D2，D2的增大或减小引起Iin1的增大或减小，进而引起输入电压V1的增大或减小，反馈电路的极性连接保证这是一个负反馈过程，由于比例积分调节器U2的积分器作用，可以做到输入电压V2-输入电压V1的平均值为零，即可控制输入电压V1与输入电压V2相等，即实现输入电压V1，输入电压V2的均压控制。
由于反激变换器A1和反激变换器B2原边是串联关系，在稳态条件下则始终都有如下关系：
Iin1＝Iin2
在控制电路的作用下实现输入电压V1，输入电压V2的均压，即
V1＝V2
再根据占空比与输入电压输入电流的关系，
得出结论两个变换器的占空比也相等，即
D1＝D2
进而也说明两个变换器的输出电流也相等，即
Io1＝Io2
上面的推导说明在两个控制电路分别控制Vo至稳压值Vref，以及输入电压V1稳压至输入电压V2的同时，反激变换器A1和反激变换器B2的输出电流也相等。
该串联型反激变换器采用串并联连接方式，控制电路是相对独立的，甚至开关频率也可以独立设置，只要反激变换器A1和反激变换器B2的控制电路有足够快的响应速度，这种串并联连接方案也可以保证在启动，动态过程中都能实现均压与均流的效果。
由于反激变换器A1和反激变换器B2的输入电压只有输入电压的一半，开关管的耐压也只有原来的一半，变压器面临的电压也是原来的一半，这样开关管和变压器的设计都变得容易，整个辅助电源的性能也可以得到较大的改善。
实施例二：
请参阅图7，输出电压有三路Vo，Vo2与Vo3，其中Vo是反馈控制的支路，Vo2与Vo3是不控制的支路；Vo2绕组耦合于变压器T2，经过D4整流后输出，Vo3的绕组耦合于变压器T1，经过D3整流后输出，反激变换器A1和反激变换器B2的输出绕组只要相互完全耦合，就可以得到与匝数成正比的不同输出电压，当需要多路输出的时候，可以将不同的输出绕组分别绕制在两个变压器上，由于两个变压器的副边是并联的，每个绕组只要与其中一个变压器的副边良好耦合就能得到多个稳定的输出电压，相比于一个变压器的情形，多个绕组如果绕在一个变压器上，布局有一定的困难而且很难保证各个绕组与反馈绕组都有良好的耦合，在3路以上输出时更占优势。
综上所述：本串联型反激变换器，具有原边串联副边并联的拓扑结构，并采用简单实用的控制方法实现原边电路的均压效果和副边电路的均流效果，从而实现把低耐压的开关管和变压器应用在高输入电压的系统，提高辅助电源的性能，减低辅助电源的成本。
尽管已经示出和描述了本实用新型的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本实用新型的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本实用新型的范围由所附权利要求及其等同物限定。
Claims (2)
1.一种串联型反激变换器，包括反激变换器A(1)、反激变换器B(2)、均压控制电路(3)和稳压控制电路(4)，其特征在于：所述反激变换器A(1)包括开关管S1、场效应管D1和变压器T1，反激变换器B(2)包括开关管S2、场效应管D2和变压器T2，变压器T1的脚2接开关管S1的集电极，开关管S1的发射极接Vin-电源端子，变压器T2的脚1接Vin+电源端子，Vin+电源端子依次串接输入电压V1和输入电压V2与Vin-电源端子电连接，变压器T1的脚1接输入电压V1的输入端，变压器T2的脚2接开关管S2的集电极，开关管S2的发射极接输入电压V2的负极，变压器T2的脚3串接二极管D2接输出电压Vo+，变压器T1的脚4接输出电压Vo-，二极管D2的输出端接电容C0接变压器T1的脚4，变压器T1的脚3串接二极管D1接二极管D2的输出端，二极管D1的输出端接电容C0接变压器T1的脚4，变压器T2的脚4接电容C0的输出端；所述均压控制电路(3)包括运算放大器U1、比例积分调节器U2和脉冲宽度调制器PWM1，运算放大器U1的正极接输入电压V2，运算放大器U1的负极接输入电压V1，运算放大器U1的输出端串接电阻R1接比例积分调节器U2的负极，比例积分调节器U2的正极接地，比例积分调节器U2的输出端接脉冲宽度调制器PWM1的正极，脉冲宽度调制器PWM1的输出端接开关管S1的基极，电阻R1的输出端接电阻R2和电容C1接脉冲宽度调制器PWM1的正极；所述稳压控制电路(4)包括运算放大器U3、比例积分调节器U4和脉冲宽度调制器PWM2，运算放大器U3的正极接输出电压V0，运算放大器U3的负极接输入端子Vref，运算放大器U3的输出端串接电阻R3接比例积分调节器U4的负极，比例积分调节器U4的正极接地，比例积分调节器U4的输出端接脉冲宽度调制器PWM2的正极电阻R3的输出端串接电阻R4和电容C2接脉冲宽度调制器PWM2的正极，脉冲宽度调制器PWM2的输出端接开关管S2的基极。
2.根据权利要求1所述的一种串联型反激变换器，其特征在于：所述变压器T1和变压器T2的参数完全相同，拥有完全相同的激磁电感LM和匝比n:1。
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| GR01 | Patent grant | ||
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