CN207304356U - 一种谐振电路及功率变换器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种谐振电路，除了包括开关单元、谐振电容、谐振电感和励磁电感外，还包括在主变压器的每一个开关周期的正向激磁期间对谐振电容的正向电压进行钳位的第一钳位电路和在主变压器的每一个开关周期的反向激磁期间对谐振电容的反向电压进行钳位的第二钳位电路；第一钳位电路的第一端与第一参考电压端连接，第二钳位电路的第一端与第二参考电压端连接，第一钳位电路的第二端和第二钳位电路的第二端均与谐振电容和励磁电感的公共端连接。该谐振电路的工作频率能够随着输出功率的增大而增大，工作频率和工作效率均显著提高。此外，本实用新型还公开了一种包含上述谐振电路的功率变换器，效果如上。

Description

一种谐振电路及功率变换器

技术领域

本实用新型涉及电子电路领域，特别涉及一种谐振电路及功率变换器。

背景技术

在功率变换器的谐振电路的设计中，如果可以采用高频工作，不仅会使变压器的尺寸大大降低，还会增大功率密度，提高工作效率。

如图1所示，图1为现有技术提供的一种LLC谐振电路图。现有的LLC谐振电路，将输入电压为Vin的输入电源转化成负载需要的形式。但是，在现有技术中，在LLC谐振电路正常工作区间内，随着工作频率的增大，谐振电路的增益会减小，从而输出功率减小，由此可见，现有的LLC谐振电路，其工作频率会随着负载功率的减小而增大，从而使得其最大的工作频率需要受到限制，使得LLC谐振电路的满载工作频率相对较低。此外，现有的LLC谐振电路只能保证零电压关断(ZVS)，但是无法保证零电流关断(ZCS)，其开关损耗较大，工作效率较低。

因此，如何改变LLC谐振电路的工作模态，提高其工作频率及工作效率是本领域技术人员目前需要解决的技术问题。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种谐振电路，其工作频率和工作效率均显著提高。另外，本实用新型的另一个目的是提供一种包含上述谐振电路的功率变换器。

为解决上述技术问题，本实用新型提供一种谐振电路，包括开关单元、谐振电容、谐振电感和励磁电感，还包括在主变压器的每一个开关周期的正向激磁期间对谐振电容的正向电压进行钳位的第一钳位电路和在主变压器的每一个开关周期的反向激磁期间对谐振电容的反向电压进行钳位的第二钳位电路；

第一钳位电路的第一端与第一参考电压端连接，第二钳位电路的第一端与第二参考电压端连接，第一钳位电路的第二端和第二钳位电路的第二端均与谐振电容和励磁电感的公共端连接；

所述谐振电路的工作频率随着输出功率的增大而增大、减小而减小。

优选地，第一钳位电路的第一端与谐振电路的输入电压的高电位端连接，第二钳位电路的第一端与输入电压的低电位端连接；

其中，输入电压的高电位端作为第一参考电压端，输入电压的低电位端作为第二参考电压端。

优选地，输入电压的低电位端接地。

优选地，第一钳位电路包括第一二极管，且第一二极管的阴极与第一参考电压端连接，第一二极管的阳极与谐振电容和励磁电感的公共端连接。

优选地，第二钳位电路包括第二二极管，第二二极管的阳极与第二参考电压端连接，第二二极管的阴极与谐振电容和励磁电感的公共端连接。

优选地，开关单元包括第一开关管和第二开关管，且第一开关管和第二开关管均为NMOS开关管，所述第一开关管的漏极连接到所述谐振电路的输入电压的高电位端，所述第一开关管的源极和所述第二开关管的漏极相连后，连接到所述谐振电感的一端，所述谐振电感的另一端连接到所述励磁电感的一端，所述励磁电感的另一端与所述谐振电容的一端相连，所述谐振电容的另一端连接到所述第二开关管的源极，所述第二开关管的源极连接到所述谐振电路的输入电压的低电位端，所述第一开关管和第二开关管的门极为控制端。

优选地，所述励磁电感集成在所述主变压器中。

为解决上述技术问题，本实用新型提供一种功率变换器，包括上述所述的谐振电路。

相对于上述现有技术而言，本实用新型提供的谐振电路通过引入第一钳位电路和第二钳位电路，利用第一钳位电路或第二钳位电路分别对谐振电容的正向电压或反向电压进行钳位时，谐振电容退出谐振，谐振电流和励磁电流相等，副边整流电路没有电流。也就是说，钳位时间相当于无效时间；则谐振电容不被钳位的时间相当于有效时间，且在每个开关周期内，有效时间均近似为谐振电容的充、放电时间。

在提高工作频率的情况下，有效时间及谐振电流的波形几乎不会变化或者变化很小，而无效时间明显缩短，从而输出电流的平均值会随之提升，输出功率也随之增加。由此可见，本实用新型提供的谐振电路的输出功率随着工作频率的增加而增加，不仅能够提高谐振电路轻载时的工作效率，更能使得整个电路在负载范围内都能获得更高的工作效率。

另外，可以通过适当增大励磁电感的电感值，以使得当谐振电流和励磁电流相等时，励磁电流接近为零，从而使得在开关管的关断时刻，流过开关管的电流接近为零，以实现零电流关断，减少开关损耗，进一步提高谐振电路的工作效率，增大功率密度。

此外，本实用新型还提供的一种功率变换器，效果如上。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例，下面将对实施例中所需要使用的附图做简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他附图。

图1为现有技术提供的一种LLC谐振电路图；

图2为本实用新型实施例提供的一种谐振电路图；

图3为本实用新型实施例提供的另一种谐振电路图；

图4为本实用新型实施例提供的谐振电路的时序图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有付出创造性劳动的前提下，所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护范围。

本实用新型的目的是提供一种谐振电路，其最大工作频率不受轻载时的功率限制，且其工作频率随着输出功率的增大而增大，提高了谐振电路的工作频率和功率密度。此外，本实用新型的另一个目的是提供一种包含上述谐振电路的功率变换器。

为了使本领域的技术人员更好的理解本实用新型方案，下面结合附图和具体实施方式对本实用新型作进一步的详细说明。

实施例一

图2为本实用新型实施例提供的一种谐振电路图。如图2所示，本实施例的谐振电路除了包括：开关单元、谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm外，还包括：在主变压器T的每一个开关周期的正向激磁期间对谐振电容Cr的正向电压进行钳位的第一钳位电路20和在主变压器T的每一个开关周期的反向激磁期间对谐振电容Cr的反向电压进行钳位的第二钳位电路21；

第一钳位电路20的第一端与第一参考电压端连接，第二钳位电路21的第一端与第二参考电压端连接，第一钳位电路20的第二端和第二钳位电路21的第二端均与谐振电容Cr和励磁电感Lm的公共端(点A)连接。而且，由于本实施例提供的谐振电路采用了上述连接关系，所以该谐振电路的工作频率是随着输出功率的增大而增大，随着输出功率的减小而减小的。

作为优选地实施方式，励磁电感Lm可以集成在主变压器T中，并且，可以理解的是，当励磁电感Lm集成在主变压器T中时，第一钳位电路20的第二端和第二钳位电路21的第二端均与谐振电容Cr和主变压器T的原边绕组的公共端连接。当然，励磁电感Lm也可以为外接电感，且当励磁电感Lm为外接电感时，外接的励磁电感Lm与主变压器T的原边绕组并联。

当上述谐振电路正常工作时，在每个开关周期内，第一钳位电路20都对谐振电容Cr的正向电压进行钳位，具体的，第一钳位电路20将点A处的电压Vc钳位在第一参考电压。并且，如果忽略第一钳位电路20的自身压降，当第一钳位电路20工作时，点A处的电压Vc等于第一参考电压；同理，在每个开关周期内，第二钳位电路21都对谐振电容Cr的反向电压进行钳位，具体的，第二钳位电路21将点A处的电压Vc钳位在第二参考电压。并且，如果忽略第二钳位电路21的自身压降，当第二钳位电路21工作时，点A处的电压Vc等于第二参考电压。

作为优选地实施方式，上述开关单元包括第一开关管K1和第二开关管K2的半桥式电路。当然，可以理解的是，上述实施方式并不是唯一的实施方式，例如，上述开关单元也可以为包括四个开关管的全桥式电路。另外，第一参考电压端和第二参考电压端的电压不作限定。

当然，作为优选地实施方式，第一钳位电路20的第一端也可以与谐振电路的输入电压的高电位端连接，第二钳位电路21的第一端与谐振电路的输入电压的低电位端连接。其中，输入电压的高电位端作为第一参考电压端，输入电压的低电位端作为第二参考电压端。

在谐振电路正常工作的每个开关周期内，当第一钳位电路20工作时，第一钳位电路20均可以将点A处的电压Vc钳位在谐振电路的输入电压的高电位端的电压；当第二钳位电路21工作时，第二钳位电路21均可以将点A处的电压Vc钳位在谐振电路的输入电源的低电位端的电压。可以理解的是，如果励磁电感Lm集成在主变压器T中，当第二钳位电路21工作时，第二钳位电路21可以将谐振电容Cr和主变压器T的原边绕组的公共端的电压钳位在谐振电路的输入电源的低电位端的电压。

另外，优选地，还可以将输入电压的低电位端接地，即第一钳位电路21的第一端接地。那么在谐振电路正常工作的每个开关周期内，当第二钳位电路21工作时，第二钳位电路21均可以将点A处的电压Vc钳位在零电压。可以理解的是，如果励磁电感Lm集成在主变压器T中，当第二钳位电路21工作时，第二钳位电路21可以将谐振电容Cr和主变压器T的原边绕组的公共端的电压钳位在零电压。

由此可见，本实施方式中，可以将点A处的电压Vc钳位在输入电压0-Vin之间。

需要说明的是，本申请的谐振电路和传统的LLC谐振电路的工作模式有本质的不同。传统的LLC谐振电路由于其自身的特性，其工作频率随着输出功率的增大而减小、减小而增大；而本申请的谐振电路，在每个开关周期内，由于钳位电路均参与工作，导致工作模式有本质的改变，使其的工作频率随着输出功率的增大而增大、减小而减小。

另外，在现有技术中有一些保护电路，为常规的LLC谐振电路提供保护，也有通过钳位电路的保护，但这种保护电路的钳位电路并非每个正常工作的开关周期内都参与工作，而是在特殊的或动态过程中，为了限制谐振电容的电压而设计，这种保护性质的钳位电路并不能改变谐振电路的工作模式。

图3为本实用新型实施例提供的另一种谐振电路图。如图3所示，在上述实施方式的基础上，作为另一种优选地实施方式，将第一钳位电路20具体为第一二极管D1，且第一二极管D1的阴极与第一参考电压或谐振电路的输入电压的高电位端连接，第一二极管D1的阳极与点A连接。

可以理解的是，本实施方式的提供的谐振电路除了将第一钳位电路20具体为第一二极管D1外，其它电路连接关系与上述实施方式相同。

当然，也可以将第一钳位电路20具体为第一三极管，且第一三极管的发射极与第一参考电压或谐振电路的输入电压的高电位端连接，第一三极管的基极与点A连接。

优选地，在将第一钳位电路20具体为第一二极管D1的同时，将第二钳位电路21具体为第二二极管D2，且第二极管D2的阳极与第二参考电压或谐振电路的输入电压的低电位端连接，或接地，第二二极管D2的阴极与点A连接。并且，可以理解的是，当励磁电感Lm集成在主变压器T中时，第二二极管D2的阴极与谐振电容Cr和主变压器T原边绕组的公共端连接。同样的，本实施方式提供的谐振电路除了将第二钳位电路21具体为第二二极管D2外，其它电路连接关系与上述实施方式相同。

同理，也可以将第二钳位电路21具体为第二三极管，且第二三极管的基极与第二参考电压或谐振电路的输入电压的低电位端连接，或接地，第二三极管的发射极与点A连接。并且，可以理解的是，当励磁电感Lm集成在主变压器T中时，第二三极管的发射极与谐振电容Cr和主变压器T原边绕组的公共端连接。

图4为本实用新型实施例提供的谐振电路的时序图，如图4所示，本实施例提供的谐振电路在每一个开关周期内的正常工作过程如下：

第一阶段(t0-t1)：

在t0时刻，接通第二开关管K2，第一钳位电路20停止工作，谐振电容Cr和谐振电感Lr开始谐振，谐振电容Cr通过回路放电，主变压器T处在反向励磁期间。以图3中所示的谐振电流Ir的方向为正向，则谐振电流Ir过零反向，且反向增大，谐振电流Ir和励磁电流Im的矢量差流过主变压器T，将能量传递到主变压器T的副边，第二整流二极管D4导通，副边输出电压和输出电流分别为Vo和Io；直至到t1时刻，第二钳位电路21开始工作，谐振电容Cr被钳位。

第二阶段(t1-t2)：

在t1时刻，谐振电容Cr被第二钳位电路21钳位，点A处的电压Vc近似等于第二参考电压，或谐振电路的输入电压的低电位端的电压，或零电压；如果励磁电感Lm集成在主变压器T中，则谐振电容Cr和主变压器T的原边绕组的公共端的电压近似等于第二参考电压，或谐振电路的输入电压的低电位端的电压，或零电压，谐振电容Cr退出谐振，谐振电感Lr和励磁电感Lm两端电压均为零，此时，相当于谐振电感Lr和励磁电感Lm并联，而励磁电感Lm由于被副边输出电压Vo钳位，相当于并联的谐振电感Lr和励磁电感Lm的两端加有副边输出电压Vo折射到原边的电压，使谐振电流Ir线性下降；直至到t2时刻，谐振电流Ir降至与励磁电流Im相等。

第三阶段(t2-t3)：

在t2时刻，谐振电流Ir与励磁电流Im相等，第二整流二极管D4关断，副边输出电流Io为零，谐振电容Cr依旧被第二钳位电路21钳位而不参加谐振，主变压器T也没有多余的能量可以输出，所以励磁电感Lm失去副边输出电压Vo对它的钳位，相当于并联的谐振电感Lr和励磁电感Lm的两端没有了由副边输出电压Vo折射到原边的电压，谐振电流Ir基本保持不变；直至到t3时刻，第二开关管K2开始关断。

第四阶段(t3-t4)：

在t3时刻，第二开关管K2开始关断，则第二开关管K2的第二结电容C2开始充电，第一开关管K1的第一结电容C1开始放电，第一结电容C1和第二结电容C2的公共端(点B)的电压开始上升，谐振电流Ir与励磁电流Lm的矢量差流过主变压器T，将能量传递给主变压器T的副边，第一整流二极管D3导通，副边输出电压和输出电流分别为Vo和Io；直至到t4时刻，第一结电C1容放电完毕。

第五阶段(t4-t5)：

在t4时刻，第一结电C1容放电完毕，点B处的电压等于第一参考电压，或谐振电路的输入电压的高电位端的电压，而由于谐振电容Cr依旧被第二钳位电路21钳位而不参与谐振，谐振电流Ir快速降低；直至t5时刻，谐振电流Ir降至零，第二钳位电路21停止工作。

第六阶段(t5-t6)：

在t5时刻，接通第一开关管K1，谐振电容Cr和谐振电感Lr开始谐振，谐振电容Cr进行充电，主变压器T处在正向励磁期间。以图3中所示的谐振电流Ir的方向为正向，则谐振电流Ir正向增大，谐振电流Ir和励磁电流Im的矢量差流过主变压器T，将能量传递到主变压器T的副边，副边输出电压和输出电流分别为Vo和Io。直至到t6时刻，谐振电容Cr充电结束，第一钳位电路20开始工作。

第七阶段(t6-t7)：

在t6时刻，谐振电容Cr被第一钳位电路20钳位，谐振电容Cr退出谐振，点A处的电压Vc近似等于第一参考电压，或谐振电路的输入电压的高电位端的电压，谐振电感Lr和励磁电感Lm两端的电压均为零，此时，相当于谐振电感Lr和励磁电感Lm并联；而励磁电感Lm由于被副边输出电压Vo钳位，相当于并联的谐振电感Lr和励磁电感Lm的两端加有副边输出电压Vo折射到原边的电压，使谐振电流Ir线性下降，直到t7时刻，谐振电流Ir降至与励磁电流Im相等。

第八阶段(t7-t8):

在t7时刻，谐振电流Ir与励磁电流Im相等，第一整流二极管D3关断，副边输出电流Io为零，谐振电容Cr依旧被第一钳位电路20钳位而不参与谐振，主变压器T也没有多余的能量可以输出，所以励磁电感Lm失去了副边输出电压Vo对它的钳位，相当于并联的谐振电感Lr和励磁电感Lm的两端没有了由副边输出电压Vo折射到原边的电压，谐振电流Ir基本保持不变；直至到t8时刻，第一开关管K1开始关断。

第九阶段(t8-t9)：

在t8时刻，第一开关管K1开始关断，则第一开关管K1的第一结电容C1开始充电，第二开关管K2的第二结电容C2开始放电，点B处的电压开始下降，谐振电流Ir与励磁电流Lm的矢量差流过主变压器T，将能量传递给主变压器T副边，第二整流二极管D4导通，副边输出电压和输出电流分别为Vo和Io；直至到t9时刻，第二结电容C2放电完毕。

第十阶段(t9-t10)：

在t9时刻，第二结电容C2放电完毕，点B处的电压等于零，由于谐振电容Cr依旧被第一钳位电路20钳位而不参与谐振，谐振电流Ir快速降低，直到t10时刻，谐振电流Ir降至零，第一钳位电路20停止工作，并接通第二开关管K2。

综上所述，在本实用新型提供的谐振电路正常工作的每一个开关周期内，谐振电容都会被第一钳位电路正向钳位和第二钳位电路反向钳位，当谐振电容被钳位时，谐振电容不参与谐振，且没有能量传递到副边，因此把钳位时间看作无效时间；而当谐振电容不被钳位时，谐振电容参与谐振，主变压器T可以将能量传递到主变压器T的副边，因此，将谐振电容不被钳位的时间看作有效时间。

当上述谐振电路的输入电压不变时，工作频率增大，开关周期减小，由于工作频率对有效时间内谐振电流Ir的波形的影响较小，即有效时间和谐振电流Ir的波形近似不变，而无效时间减小；相当于，在一个开关周期内，有效时间的比例增大，输出电流的平均值增大，输出功率增加；反之，工作频率减小，开关周期增大，有效时间近似不变，无效时间增大，输出电流平均值减小，输出功率减小。

因此，本实用新型提供的谐振电路的输出功率随着工作频率的增大而增大，随着工作频率的减小而减小。避免了现有技术中，谐振电路的工作频率随着输出功率减小而增大造成的轻载时，谐振电路的工作频率很高，即本实用新型提供的谐振电路在轻载下的工作频率不受限制，可以被设计得很高，从而提高谐振电路的功率密度。

而且，在本实施例中，也可以适当增大励磁电感Lm的电感值，以使得在谐振电流Ir和励磁电流Im相等的时候，励磁电流Im接近零，从而进一步使得在开关单元的关断时刻，流过开关单元的电流接近为零，实现零电流关断，减少开关损耗，进一步提高谐振电路的工作效率，增大功率密度。

此外，本实用新型提供的谐振电路，还可以通过将第二钳位电路21的第一端接地，有效的增加有效时间在谐振电路的每一个开关周期内占的比例，从而提高谐振电路的工作效率。

另外，由于NMOS开关管的制造难度小，价格低，可以将上述谐振电路的第一开关管K1和第二开关管K2均具体为NMOS开关管，且第一开关管的漏极连接到谐振电路的输入电压的高电位端，第一开关管的源极和第二开关管的漏极相连后，连接到谐振电感的一端，谐振电感的另一端连接到励磁电感的一端，励磁电感的另一端与谐振电容的一端相连，谐振电容的另一端连接到第二开关管的源极，第二开关管的源极连接到谐振电路的输入电压的低电位端，第一开关管和第二开关管的门极为控制端，以降低成本。

实施例二

本实用新型所提供的功率变换器包括上述任意一个实施例所描述的谐振电路；其他部分可以参照现有技术，本文不再赘述。

可以理解的是，由于本实用新型提供的功率变换器具有上述任意一个实施例所描述的谐振电路，所以，该功率变换器的工作频率也能够随着输出功率的增大而增大，从而能够进一步的提高该功率变换器的工作效率。

以上对本实用新型所提供的谐振电路进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明都是与其它实施例的不用之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的功率变换器而言，包括上述任一个实施例公开的谐振电路，其它部分与现有技术类似，相关之处参见谐振电路的描述部分。

应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以对本实用新型进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本实用新型权利要求的保护范围内。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或者操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或者操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列的要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其它要素，或者还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (8)

1.一种谐振电路，包括开关单元、谐振电容、谐振电感和励磁电感，其特征在于，还包括在主变压器的每一个开关周期的正向激磁期间对所述谐振电容的正向电压进行钳位的第一钳位电路和在所述主变压器的每一个开关周期的反向激磁期间对所述谐振电容的反向电压进行钳位的第二钳位电路；

所述第一钳位电路的第一端与第一参考电压端连接，所述第二钳位电路的第一端与第二参考电压端连接，所述第一钳位电路的第二端和所述第二钳位电路的第二端均与所述谐振电容和所述励磁电感的公共端连接；

所述谐振电路的工作频率随着输出功率的增大而增大、减小而减小。

2.根据权利要求1所述的谐振电路，其特征在于，所述第一钳位电路的第一端与所述谐振电路的输入电压的高电位端连接，所述第二钳位电路的第一端与所述输入电压的低电位端连接；

其中，所述输入电压的高电位端作为所述第一参考电压端，所述输入电压的低电位端作为所述第二参考电压端。

3.根据权利要求2所述的谐振电路，其特征在于，所述输入电压的低电位端接地。

4.根据权利要求1-3中任意一项所述的谐振电路，其特征在于，所述第一钳位电路包括第一二极管，且所述第一二极管的阴极与第一参考电压端连接，所述第一二极管的阳极与所述谐振电容和所述励磁电感的公共端连接。

5.根据权利要求4所述的谐振电路，其特征在于，所述第二钳位电路包括第二二极管，所述第二二极管的阳极与第二参考电压端连接，所述第二二极管的阴极与所述谐振电容和所述励磁电感的公共端连接。

6.根据权利要求5所述的谐振电路，其特征在于，所述开关单元包括第一开关管和第二开关管，且所述第一开关管和第二开关管均为NMOS开关管，所述第一开关管的漏极连接到所述谐振电路的输入电压的高电位端，所述第一开关管的源极和所述第二开关管的漏极相连后，连接到所述谐振电感的一端，所述谐振电感的另一端连接到所述励磁电感的一端，所述励磁电感的另一端与所述谐振电容的一端相连，所述谐振电容的另一端连接到所述第二开关管的源极，所述第二开关管的源极连接到所述谐振电路的输入电压的低电位端，所述第一开关管和第二开关管的门极为控制端。

7.根据权利要求6所述的谐振电路，其特征在于，所述励磁电感集成在所述主变压器中。

8.一种功率变换器，其特征在于，包括权利要求1-7任意一项所述的谐振电路。