CN206878704U - 用于电流控制的电路 - Google Patents

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Abstract

公开了用于电流控制的电路。通过对控制开关的脉冲宽度调制信号的频率进行采样来感测输出至负载的功率量，该开关将功率提供给该负载。如果该脉冲宽度调制信号具有高频率，则它将向该负载提供更高的功率。当该负载汲取的功率减小时，该脉冲宽度调制电源信号的频率将减小。通过对提供功率的该脉冲宽度调制信号的频率进行感测和周期性采样，可以快速且准确地确定该负载的需求。当该负载的功率需求降低时，电源开关所能提供的峰值电流也降低。所允许的峰值电流动态地改变以适应该负载所汲取的功率。

Description

用于电流控制的电路
技术领域
本实用新型在开关调节器领域中，并且具体为自适应地(不同程度地)控制可以从调节器供应的最大电流的电路。
背景技术
电感式DC-DC开关电源调节器在本领域中已知是用于在系统中提供不同电压的高效功率级转换器。这种DC-DC开关调节器使用外部电感器作为储存设备，以将电压电平从一个电压变换成另一电压，或从基于电压的功率输出转变为基于电流的功率输出。存在许多类型的开关调节器，包括降压调节器、升降压调节器、升压调节器等。这些调节器可以以连续或不连续的模式运行。这些调节器中的一些具有固定频率，而其他的具有可变频率，该可变频率可以取决于应用以及可以被选定的外部部件。DC-DC开关调节器中必须解决的问题之一是电路中有待使用的部件的额定功率。具体地，如果部件(比如晶体管、电感器等)具有高额定电流，则它通常将更鲁棒，但同样将更大、明显更贵、并且在电路中占据更多的空间。另一方面，如果部件可以以更低的额定功率(具体地，更低的额定电流)使用，则电路可以用更低成本制造，并且在集成电路中消耗更少的空间并且通常将更紧凑。重要的是确保系统的电流不超过在此所使用的部件的额定值。如可以理解的，如果部件(比如具有低额定电流的晶体管和电感器)承受了超过其额定值的电流，则它们可能被损坏、或甚至毁坏，因而阻碍电路的正常运行。
实用新型内容
根据在此所讨论的各实施例的原理，提出了一种新的技术来管理和控制将由电源输出的峰值电流。介绍了用于感测负载所汲取的功率并改变将被允许的峰值电流量的全新技术。具体地，通过对控制开关的脉冲宽度调制信号的频率进行采样，感测输出至负载的功率量，该开关将该功率提供给负载。如果该脉冲宽度调制信号具有高频率，则它将向该负载提供更高的功率。当该负载汲取的功率减小时，该脉冲宽度调制电源信号的频率将减小。通过对提供功率的该脉冲宽度调制信号的频率进行感测和周期性采样，可以快速且准确地确定该负载的需求。
在一个方面，一种用于电流控制的电路，包括：电源，所述电源提供电压和电流；开关电路，所述开关电路具有耦合至所述电源的输入端、自所述开关电路提供电功率作为电压和电流的输出端、以及控制端子；控制逻辑，所述控制逻辑向所述开关电路的所述控制端子输出可变频率控制信号，从而控制自所述开关电路提供功率的速率；频率传感器，所述频率传感器耦合至所述控制端子，所述频率传感器感测所述控制信号的频率并输出与所述控制信号的频率相对应的信号；电流检测电路，所述电流检测电路耦合至所述频率传感器的输出端，所述电流检测电路生成与由所述开关电路在所述控制信号的控制下要输出的电流量相对应的电流信号；功率终止电路，所述功率终止电路耦合至所述电流检测电路，所述功率终止电路向所述控制信号输出终止信号从而当所述电流超过峰值阈值时暂时终止从所述开关输出功率；以及可变阈值电路，所述可变阈值电路基于由所述开关输出的功率量来改变峰值阈值电流的值。
所述电路进一步包括：负载，所述负载从所述开关的所述输出端子汲取功率。
所述电路进一步包括：静态功率终止电路，所述静态功率终止电路耦合至所述电流检测电路，所述静态功率终止电路向所述控制信号输出终止信号从而当所述电流超过静态阈值时暂时终止从所述开关输出功率。
所述电路进一步包括：低频率检测电路，所述低频率检测电路检测所述控制信号的频率是否在选定值以下。
所述电路进一步包括：阈值稳定电路，所述阈值稳定电路防止所述可变阈值低于选定值。
所述阈值稳定电路包括采样保持电路。
所述阈值稳定电路包括电压钳制电路。
在另一个方面，一种用于电流控制的电路包括：电源，所述电源向负载提供电压和电流；电源开关电路，所述电源开关电路具有耦合至所述电源的输入端、提供具有电流的电功率的输出端、以及控制端子；控制逻辑，所述控制逻辑向所述电源开关电路的所述控制端子输出可变频率控制信号，从而控制自所述电源开关电路提供功率的速率；频率传感器，所述频率传感器耦合至所述控制端子，所述频率传感器感测所述控制信号的频率并输出与所述控制信号的频率相对应的信号；电流限制电路网络，所述电流限制电路网络耦合至所述频率传感器的输出端，所述电流限制电路网络基于提供给所述负载的功率量动态地改变可以通过所述电源开关的峰值电流。
所述电流限制电路网络包括：功率终止电路，所述功率终止电路耦合至所述电流检测电路，所述功率终止电路向所述控制信号输出终止信号从而当所述电流超过峰值阈值时暂时终止从所述开关输出功率。
所述电流限制电路网络进一步包括：可变阈值电路，所述可变阈值电路基于由所述开关输出的功率量来改变峰值阈值电流的值。
所述电路进一步包括：最小峰值电流电路，所述最小峰值电流电路防止所允许的峰值电流下降到选定值以下。
一种利用对可变频率模式开关调节器的输出频率的采样的电路允许使用可以自适应地调整系统所允许的峰值电流的电路。也就是说，取决于负载所汲取的功率，该电路允许输出的峰值电流可以改变，从而自适应地提供最高效的工作频率。这将改进动态瞬时负载响应，提供更高的运行效率，以及通常导致向负载输出功率的更高工作频率。使用这种自适应动态可变峰值电流调节器，系统可以达到的最大峰值电流会受限于总体较低电流，并且进一步，电路运行于低电流模式的时间量将增加。这将允许使用更小的部件，比如可以具有更低额定电流的更小的电感器和晶体管。这种电路将节约构造成本并且在它向负载提供功率时具有开关调节器的更低总功率耗散。
根据一个实施例，定期地感测驱动电源开关电路的脉冲宽度调制信号的频率。该频率被转换成具有与该频率相对应的电平的电压，电压越高，功率越高。电压被输入至峰值电流检测电路，该峰值电流检测电路将检测峰值电流，当向负载供应功率时电源电路中的部件将承受该峰值电流。
所提出的方案基于负载对电源的可变需求来利用可变功率，从而改变被允许作为峰值电流的电流。现在将对此操作进行总结。
当负载汲取更少功率时，调节器的反馈系统将减小功率。电路将通过检测脉冲宽度调制信号的频率来感测输出负载所汲取的功率，该脉冲宽度调制信号对向负载提供功率的电源开关电路的栅极进行驱动。模拟电路被用来使用电容器对脉冲宽度调制信号进行积分，该电容器通过开关充电从而重置并且通过电流源放电从而确定被输出的具有这个特定频率的积分电压。不同输出电压的占空比将不同。
对PWM电源信号的后面斜坡的输出进行采样并保持在电容器处。当频率较高时，电容器中保持的电压将更高，并且当工作频率较低时，电容器处的电压将更低。使用电流发生器生成偏置电流，该偏置电流基于保持电容器处的电压。所生成的电流将与保持电容器处的电压成比例。
使用功率晶体管和镜像感测晶体管来检测电流限制。该感测晶体管具有相对于功率晶体管的镜像比k。当偏置电流增加时，镜像电流增加。电压将开始下降。当频率较低时(意味着负载正汲取低功率)，保持电压也将下降。然而，感测级的输出电压将被钳制在某个阈值处。这个阈值将确定设备将运行的最小峰值电流。这个峰值电流将在电路运行过程中动态地改变。也就是说，当汲取高功率时，所允许的峰值电流将增加。另一方面，当汲取低电流时，比如当电路被置于睡眠模式时，系统将动态地适配成用于减小调节器被允许输出的峰值电流。在这种情况下，在低功率模式期间，电路将禁止输出电流达到选定值以上。当负载汲取高功率时，这个选定的水平将低于所允许的峰值电流。如果负载所汲取的功率增加，则由系统输出的允许的峰值电流将动态地改变以增加。
使用这种控制开关电压调节器的方案，不需要感测输出电压以确定所需的偏置电流或者判定是否接近峰值电流。对瞬态(比如高或低功率条件)的电路响应将非常迅速，导致电源输出中低纹波。PWM 输出系统的工作频率因此将更快并且一般将比现有技术系统下的更高。相应地，在本系统中，存在用于重置积分器的跟踪计时器。当工作周期比计时器周期更长时，保持电容器被重置。当负载所汲取的功率改变时，通过将电流限制重置为新的最小值，这将显著地改进从最大负载向轻负载状况的输出恢复。这允许系统在任何一个时间处可能经历的最大峰值电流被限制为不同值，这些不同值基于负载所汲取的功率量而动态地改变。另外，将存在最小值，峰值电流可以被限制为该最小值以确保连续工作，即使在非常低的功率汲取情形下。
附图说明
图1是本领域已知类型的DC-DC开关电源调节器的框图。
图2是根据在此所公开实施例的原理的DC-DC开关电源调节器的框图。
图3是来自图2的框图的控制逻辑和峰值电流检测的详细电路图。
图4是如图3中所示的电路的选定部分的详细电路图，以便更清楚地展示在此所公开的实施例的操作。
图5A至图5D示出了所公开的实施例的电路中的各种波形的仿真，与现有技术的电路中的波形相比。
图6根据在此所公开的实施例展示了各种波形的仿真。
图7根据在此所讨论的原理展示了图4的电路中各节点处电路的样本波形的仿真。
图8是如在此所公开的各实施例的电路的控制状态图。
具体实施方式
图1展示了现有技术中已知类型的DC-DC开关调节器10。如这个现有技术电路中可见的，电源开关12提供输入功率以驱动负载20。通过电源开关12提供的功率在对负载可用之前通过LC滤波器14。负载连接至节点16以接收从LC滤波器14输出的功率。反馈电阻器网络18耦合至节点16，以便感测负载所汲取功率量。在这个具体现有技术系统10中，反馈电阻器网络18向输出检测电路22提供一个输入。在这个具体输出检测电路22中，提供了比较器24，该比较器接收反相输入端处的基准电压26以及非反相输入端处的反馈电压 28。
输出检测电压检测级22的输出被提供给控制逻辑30，该控制逻辑控制电源开关12的开关。如果输出电压检测电路指示节点16处的电压太低，则控制逻辑30(基于来自输出电压检测电路22的输入信号)将闭合电源开关12，从而向负载20提供额外功率。另一方面，如果负载20具有足够的功率，则控制逻辑将输出信号以打开开关12 并减少被提供给负载20的功率量。
对现有技术DC开关调节器10的另一部分控制是限制可以经由开关电路12提供的电流量。具体地，如果负载对额外功率具有高度需求，则电源开关12可以允许非常大的电流流过以尝试满足对额外功率的需求。在一些情况下，系统中的负载或其他部件可以具有对非常高的电流敏感的部件。因此，为了减小对这些部件造成损坏的可能性，期望将可以流过电源开关12以被提供给负载的电流量限制为所允许的峰值电流。
在现有技术中，电压差电路32感测负载20所请求的额外功率，并且向峰值电流检测电路34发送信号以指示被请求的额外功率。在现有技术中，开关调节器10将具有预设最大电流，该预设最大电流将被允许作为峰值电流。例如，开关调节器可以被设计并且被设定为允许最大2安培被从电源开关12到节点16提供给负载。在有待提供的电流量超过2安培的情况下，峰值电流检测电路34将感测到电流即将超过2安培，并且将向控制逻辑30发送信号从而防止提供额外功率。因此，当峰值电流检测电路34检测到电流输出正接近所允许的峰值电流时，它将向控制逻辑30输出信号从而撤销对额外功率的请求并使得电源开关12打开。这将防止经由开关12提供过多电流，该过多电流可能超过系统将允许的之前确立的峰值电流。
图1中所示类型的这种系统有益于向负载20提供足够的功率，同时保护系统中的部件不被损坏达到已经被确立为系统中将允许的峰值电流的量。如可以理解的，经常期望具有处于相对高值处的峰值电流，从而确保当对高功率存在需求时可以向负载20提供充足的功率。遗憾的是，如果峰值电流被设定在高值(例如2安培)处，则可能有必要确保系统中的所有部件可以承受2安培而不被毁坏。相应地， LC滤波器14中的任何部件、以及系统中附接至节点16的其他部件、以及负载20中的部件必须被选为承受可能的2安培电流。要求部件承受相对高电流的一个缺点是它们更加昂贵，由此抬高系统成本。另外，高功率部件经常占据更多面积，不管是半导体芯片上还是作为独立部件。相应地，为了具有更低成本的部件并且为了减小部件的尺寸，优选的是具有更低峰值电流。
在现有技术的电路运行下，功率晶体管电路12将接通直到达到最大电流，该最大电流是已经由系统设定的峰值电流限制。控制逻辑 30之后将断开开关12并且等待直到电流已经减小至最大量以下，例如从而允许通过LC滤波器14中的电感器的电流重新循环或完全达到零。在电流已经减小至期望限制以下后，控制逻辑30将使开关12能够再次向系统提供功率。循环将继续直到已经达到目标电压，并且将如所需要地维持从而在节点16处维持目标电压。在这个操作中，当负载20的功率需求非常高时，比如在系统启动过程中，峰值电流将频繁地被命中，并且因此系统将因为重复地达到峰值电流而频繁地关断。在这种系统中，峰值电流将可能被确立在非常高值处，从而提供更少的关断事件并确保轻易地达到节点16处的期望电压。因此，图1 处提供的架构将是昂贵的，因为LC滤波器14中的电感器将需要的更高额定值、以及其他系统部件(比如晶体管、电容器、和其他部件) 必须接受更高的额定电流。另外，由于电流更高，通过发热和寄生耗散的功率损失将更大。
图2示出了根据在此所公开的原理的实用新型DC-DC开关调节器电路40。在实用新型DC-DC开关调节器40中，控制逻辑42向电源开关电路44输出信号。电源开关电路44可以是任何可接受的电源开关系统。在一些实施例中，它可以是单个功率晶体管；在其他实施例中，它可以是包括输出缓冲器、功率驱动电路、放大器、或其他部件的电路。在一些实施例中，它可以是包括许多晶体管的完整或复杂电源电路，这些晶体管合作向负载提供输出功率，即时为了便于展示它可能被示出为单个开关。
电源的输出端设置在通向LC滤波器48的节点线路46上。LC滤波器48可以是不同的各种滤波器中的任意一种。在LC滤波器48的示出的示例中，电感器与提供给负载的电流串联；然而，可以提供滤波器48的其他实施例，包括可以仅包括电容器并且无电感器、或仅包括电感器和电阻器的滤波器。滤波器48的输出被提供给电源节点 52。电源节点52提供给负载50，从而使得负载可以运行。
负载50可以是任何可接受的负载，比如微处理器、显示驱动器、图形处理器、电机，比如用于转动硬盘驱动、移动音圈电机、驱动 MEMS的类型、或电子电路中一般使用类型的其他负载。在大多数实例中，负载50将是半导体芯片，虽然在一些实例中，负载50可以包括机电部件，比如螺线管、电机等。
反馈电阻器网络54同样耦合至功率输出节点52。通过向控制逻辑42指示是否需要在功率输出节点52处提供额外功率，输出电压检测电路22以与现有技术系统10中所示类似的方式起作用。
图2的实用新型系统包括频率-电压转换电路56和自适应峰值电流检测电路58。当负载50的电流需求将超过峰值电流时，峰值电流检测电路在线路80上将控制信号发送给控制逻辑42，从而减少通过电源开关电路44提供给负载50的电流量。这个允许的峰值电流的值将取决于负载需求变得更高或更低。以这种方式，在向负载50提供功率的调节器的运行时间期间，所允许的峰值电流将动态地改变并且自适应地变化。另外，在线路69上还设置的单独的备用电流限制。如果接近通过线路69所设定的电流限制(该电流限制是不变的静态电流限制)，则控制电路42同样将减少给负载的功率。峰值电流检测电路58因此可以输出两个信号，这两个信号将减小电源开关电路 44在节点52处提供给负载的电流。线路80上的第一信号将基于动态阈值而被输出，该动态阈值基于负载所汲取的电流自适应地改变，并且线路69上的第二信号将是静态阈值，如果电流达到不同的预设值则将达到的该静态阈值。
总的来说，56和58内的电路的多个部分充当耦合至该频率传感器的输出端的电流限制电路网络，该电流限制电路网络基于提供给该负载的功率量动态地改变可以通过该电源开关的峰值电流。
图2中所示类型的DC-DC开关调节器是下述开关调节器：其中，来自线路60上提供的控制逻辑42的输出信号是经脉冲宽度调制的频率信号，一般称为PWM信号。在这种类型的系统中，提供了PWM 信号，其频率取决于有待提供给功率输出节点52的功率量而改变。线路60上输出的信号是可变频率PWM控制信号。随着频率增加，通过电源开关电路44提供的功率量将增加。随着线路60上输出的频率下降，自电源开关电路44提供的功率量将减小。将基于输出电压检测电路59接收到的信号来驱动线路60上的信号的频率，该信号在线路63上输入至控制逻辑42。
取决于线路60上输出的信号的频率，将被系统58允许作为峰值电流的电流的值是可变的。具体地，在实用新型的可变频率电压模式开关调节器40中，所允许的峰值电流的值将被动态地调整从而提供最高效的工作频率，以便改进响应于负载需求变化而提供的功率。这还将提供更高效率并且允许比之前所允许的更高的工作频率。使用这种系统，在高功率运行过程中，被允许作为峰值电流的电流将更低。进一步，将被允许作为峰值电流的电流将取决于负载对功率的需求而改变。随着需求的功率减小，将被设定为最大可允许峰值电流的电流将减小。这将为电路提供更低的峰值电流限制，并因此允许使用更小的部件(比如更小的电感器)，这将节约成本、减少运行时的功率耗散、并且还占据更少的空间。使用更小的电感器提供了减少电感器中损失的功率耗散的显著益处。
在如图2中所示的开关调节器电路中，当负载所汲取的功率增加时，在线路60上输出的PWM信号的频率也将增加。这提供了从电源67至负载50的更多功率。当负载50所汲取的功率减小时，工作频率也将相应地减小。根据本公开的原理，系统利用当负载中的功率变化时频率的这种变化来同样改变所允许的峰值电流。频率传感器56 将首先通过检测线路60上所提供的PWM信号的频率来感测提供给负载50的功率的变化。频率-电压转换56中的模拟积分器电路将使用电容器对PWM脉冲进行积分，该电容器通过开关充电从而重置并通过电流源放电从而产生电压，此电压与如线路60上所感测到的具体频率成比例。即使不同输出电压的占空比将不同，提供了除二计数器(Divide-by-two Counter)来将PWM占空比精确地处理为50％。这将确保放电周期相对于具体电容器的频率总是线性的。
将在电容器C2(见图4)处对PWM信号的下降斜坡的输出进行采样和保持。当在频率较高时，C2处保持的电压将更高。类似地，当频率较低时，电容器C2处保持的电压将更低。使用偏置电流发生器生成偏置电流Igm，该偏置电流将基于保持电容器C2处的电压而变化。所生成的电流Igm将等于保持电压Vx×Gm。
现在将参照图3和图4对此系统加以描述。
一起查看图3和图4，示出了用于频率-电压转换56和峰值电流检测58的特定电路的一个示例，连同电源开关电路44和控制逻辑42 的一些部分的实施例，如现在将解释的。在图3和图4中用参考号60 示出了图2的线路60上的PWM输出，同样使用名称HiOn。这个线路60被提供作为电源开关电路44的输入。在图3所示的示例中，电源开关电路44包括驱动缓冲器62和单个电源晶体管63。在一个实施例中，驱动缓冲器62是高功率、双级驱动器。如之前所提及的，电源开关电路44可以包含许多部件(尽管采用其最简单的形式)，主开关部件是功率晶体管63。当功率晶体管63导通时，从V电源67向标记为VSW的节点提供功率。这是与LC滤波器48连接的节点。在图3所示的示例中，电压源是负电压源，因为这是在一个实施例中用于驱动作为负载50的硬盘所使用的类型。在其他实施例中，它可以是正电压源、或设置在电压源67处的任何其他期望的电压源。晶体管84正常是导通的并且将提供从节点VSW至功率输出节点52 (VNEG)的功率。输出节点52向负载50提供功率。这种系统40 的一种优选用途是向硬盘提供功率。这个电源40可以驱动任何负载 50，比如音圈电机、用于使硬盘旋转的转动电机、以及硬盘驱动的其他部件。
如查看图3可见的，在线路60上提供PWM信号以驱动功率晶体管63的同时，它还被提供作为频率-电压转换56的输入，该频率-电压转换一般在图3中以简化形式并且在图4中更详细地示出。参照图 3，线路60上的输出被提供给频率-电压转换电路56，该频率-电压转换电路使用频率检测提供自适应的峰值电流控制。具体地，频率-电压转换器56包括滤波器72、频率积分器74、采样保持电路76、和生成偏置电流Igm的电流发生器78。这个频率检测电路56的输出被提供至比较器70的一个输入端。晶体管64是电流镜像电路，该电流镜像电路从功率传感器63以k:1比例向频率转换电路56中提供信号 Vk作为镜像信号。比较器70在节点46从功率晶体管63接收电压输出作为其另一输入。比较器70输出信号以限制峰值电流，在线路80 上标记为ilimit_OTA。
功率通过与节点46耦合的滤波器48，并被通过滤波器提供给输出节点52，该输出节点在图3中标记为VNEG。这是与负载50耦合的节点，如图2和图3中可见的。
在一个实施例中，滤波器48可以包括驱动缓冲器82和晶体管84，其中，电感器以并联安排样式耦合。这仅仅是滤波器48的一个可能的实施例，并且可以使用其他实施例，比如：其中滤波器48是LC 滤波器，其中，电感器与如图2中所示的电源信号串联的一种安排。一般地，信号LoOn将提供驱动信号来启用晶体管84以向功率输出端子52提供功率信号。当期望阻止功率去向功率输出节点52时，信号LoOn将禁用晶体管84并防止功率流动至输出节点52。当晶体管 84导通时，节点46和52处的电压将几乎相同，并且比较器85的输出将较低。如果晶体管84断开，则节点46上的电压将保持为高，同时节点52上的电压将下降并且比较器85的输出将变高，从而向控制逻辑42提供信号RECIR。
如图3中同样可见的，反馈电阻器网络54耦合有合适的电阻器，并且提供了标记为VFBN的反馈节点。同样如图2中所示，这个反馈节点向比较器61提供信号，并且线路63上的输出被提供给控制逻辑 42，同样如图2中所示。
图4展示了频率-电压转换56以及峰值电流检测电路58的更多细节。它还包含图2和图3中所示的作为整体的系统的其他部件，从而提供用于各系统连接的背景。
如图4中可见的，PWM信号60被提供给缓冲器驱动电路62，该缓冲器驱动电路驱动功率晶体管63。它还被提供给镜像晶体管64，此镜像晶体管如图3和图4中所示以比例1:k镜像电压。从镜像晶体管64输出电流Ik，并且在这个输出节点上提供输出电压Vk。如图 4和图3都可见的，这个电压Vk被提供给ilimit_OTA比较器70的非反相输入端，该比较器在线路80上输出指示是否达到了峰值电流限制的信号。镜像电流的值K可以被选为可接受的值从而镜像功率电流。在一个实施例中，K被选择为相对高的值，比如2640。可以选择其他比例来实现期望的镜像电流。图4中所示的电压Vk和VSW将被提供给比较器70。
现在转至图4中电路的其他部分，线路60上的可变频率被提供给频率-电压转换电路56的滤波器72，此滤波器在一个实施例中是除二滤波器。在本示例中，它被提供给锁定的D触发器86，该触发器的输出被提供给具有开关S2和OR门88的逻辑积分器。当来自D触发器86的信号较高时，开关S1将闭合并且开关S2将打开。如可见的，存在位于输出端Q与开关S2之间的反相器90。因此，S1和S2 将一直彼此相反地工作，从而使得当一个闭合时另一个打开。采样脉冲由采样电路91提供，该采样电路闭合开关S4以允许对从PWM电源线路60提供的信号进行采样。具体地，当S1闭合并且C1的两侧被在短路在一起时，电压Vx被迫使朝向接地。当Vx＝接地时，运算放大器92的输出被驱使朝向低电压。然而，它被钳制在钳制电平移位电路94中，从而防止输出变成零并防止晶体管96上所提供的信号变成零。晶体管96在线性晶体管范围内的有源区域中作为模拟元件工作。相应地，它可以以模拟的方式改变通过它的电流量。因而，由于晶体管96在线性晶体管范围内工作，电压Vy可以改变并且电流Igm是可变的。当Vx＝0时，运算放大器92的输出于是被钳制为使得电压Vy被钳制为选定的电压并且偏置电流Igm等于设定值。在一个实施例中，这个偏置电流被选为450mA并且电阻器R具有22kΩ的值。如可以理解的，在不同的电路设计中可以使用不同的值。
图4的电路和图3的电路的一部分因此包括耦合至频率传感器的输出端的电流限制电路网络，该电流限制电路网络基于提供给负载的功率量动态地改变可以通过该电源开关的峰值电流。
图4的电路还包含低频率检测电路和最小峰值电流电压调整电路。如图4中可见的，运算放大器100具有一个输入——线路102上的Vadj信号。Vadj是由最终用户、芯片的制造商、或顾客所选择的电压，从而定制系统将允许的峰值电流。这允许用户针对期望的电压和电流操作范围对系统进行调谐。针对Vadj选择的值是在操作过程中针对Vx将允许的最大电压。这因此将为允许的峰值电流设定起始水平。因此可以将Vy设定在期望范围内并且在Vx＝0时不超过Vadj。相应地，在操作过程中，以下等式适用于图4中所示的电路。
Vx＝Vadj-增益*F (等式1)
其中，增益*F是运算放大器100的增益。
IgmF＝Vx+Vos*增益GM (等式2)
IK＝Igm (等式3)
电流IK在图4中被示为来自晶体管64的输出，Vos是图4中所示电路Vos的升压，Igm是偏置电流并且增益GM是电路78的增益，此增益由运算放大器92提供。(如可以理解的，由于运算放大器及其增益在本领域中是已知的，所以示出了这些电路的简单版本。)
系统的另一输入是如图4中所示线路104上的低频率检测信号。当开关周期大于线路105上的低频率检测计时器的选定值时，线路 104上的这个信号为高。在所示的实施例中，选定值为8μs，虽然它可以取决于系统参数是不同的值。当开关周期大于线路103上针对计时器设定的期望低频率时，线路104上的低频率检测为高。这个信号的目的是关闭开关S1，从而使得当频率非常低时Vx将被驱使变低。这将迫使系统的下一次接通被设定在低电流处、在某个最小阈值以上、并加速恢复至更高的频率。当线路104上的低频率的输出为高时，开关S3将闭合并且将使Vx放电至接地。在一部分运行过程中，信号 LoOn是来自再循环周期的逻辑信号。信号HiOn是将如在此所解释的接通高压侧的逻辑信号。当脉冲之间的距离大于8μs时，如图4中所示的线路103上的低频率检测计时器输入信号为高。这将在线路60上的频率变得低于期望值时发生。
该信号将把Vx重置为接地并且因此将致使电流总是保持在选定值以上，即时在存在非常轻的负载时。具体地，当负载功率需求较低时，所允许的峰值电流将变低。如果负载所汲取的功率将长时间变为零，则所允许的峰值电流同样也变为零。如果是这种情况，则当负载开始汲取功率时，将花费一些时间来将所允许的峰值电流重新调整至更高的值。如果功率变低从而阻止所允许的峰值电流进一步下降，则线路103上的较低频率检测计时器将触发电路。当达到低频率的选定阈值时，峰值电流将被保持在阈值处并且将不再进一步朝零变化。如钳制和电平移位器电路94中设定的，这个最小峰值电流将一直保持高于阈值的峰值电流，即使在负载50汲取零功率时。
现在将借助图5、图6和图7中所示的电路中不同节点处的信号值的更多细节和示例来对图3和图4的电路的运行加以描述。如查看电路可见的，使用结合感测晶体管64的功率晶体管63来检测峰值电流。该感测晶体管64具有来自流经功率晶体管63的电流的镜像比k。当电流Igm增加时(如图4中所示)，IK也将增加。随着IK增加，Vk将开始下降。当比较器70检测到Vk小于VSW时，它将在线路80上输出被称为ilimit_OTA的信号。这将作为峰值电流检测电路58的输出80被提供给控制逻辑42，从而减少系统可以输出至负载52的功率量，以便保持电流低于系统已经设定的最大负载电流。另外，系统还具有峰值电流不能降低至其以下的电流。具体地，当被接收到线路103 上的低频率计时器检测输入的低频率检测线路104检测到频率变得太低时，整个电压Vx将降低。运算放大器92的输出电压将被钳制以确保电压Vy将被钳制在某个阈值处。这个阈值将确定设备的峰值电流可以降至的最小值。即，所允许的峰值电流可以不降低至零，因而，即使当存在提供了非常低到没有功率的非常轻负载状况时，所允许的峰值电流将不会降低至零而将保持在选定值以上，该选定值在图5B 中被标记为“轻负载电流”。因而，峰值电流可以降至的最小值基于由钳制电路94所提供的钳制电压。
使用刚刚描述的用于对驱动电源开关44的控制逻辑42进行控制的方法，不需要感测输出电压以确定系统正经历的峰值电流并用其来限制电流。在如图2中所示的所提出的系统中，从控制逻辑42输出的工作频率被使用并且将具有更快的响应时间以便判断系统是否即将超过峰值电流并且在需要时修改峰值电流的值，从而使得随着负载要求降低，所允许的峰值电流也降低。进一步，在本系统中，存在用于重置积分器的跟踪计时器。当工作周期比线路103上的定时器周期长时，基于期望的低频率值借助线路104上的低频率检测信号重置保持电容器。通过确保即使在轻负载下峰值电流限制也不会变为零，而是被设定为最小值，使用低频率检测信号103将改进输出恢复，从而从轻负载过渡至最大负载。
图5具有四个信号示于其上，5A、5B、5C和5D。信号5A 至5B是在图3和图4的电路中发现的信号。图5C和图5D中所示的信号是来自现有技术系统的信号。
如图5D中所示，现有技术具有被设定为恒定峰值电流的峰值电流，该恒定峰值电流在电路的运行或寿命内将不会变化。在所示的示例中，线200所展示的这个峰值电流被设置为2安培。这是系统在其运行过程中在任何时间处都无法超过的电流，从而保护下游部件免于电流输出开关12。线202中所示的是现有技术的负载20所汲取的最大负载电流。如图5中可见的，随着通过功率晶体管汲取的电流在线 204上上升，它将增加直到它达到当它达到线200时所允许的峰值电流。在这一点上，如图1中所示的现有技术的系统将打开电源开关12 以停止向负载20提供功率。如在下降斜坡206中所示，电流将因此下降。电流将减小，直到它在最大负载电流线202以下，此后，它将再次开始增加直到它达到恒定峰值电流线200，如图5D中重复的上升和下降所示的。每次当提供的电流接近峰值电流时，系统中的各部件(比如电感器和晶体管)将经受近2安培的这个高峰值电流并且将承受额外应力、以及热损失、和未提供给负载的功率耗散。因而，如图1中所示，从V电源汲取额外总功率。提供给负载本身的电流(线 202)将从线204和206上的功率获得，该电流许多次达到峰值电流 200。通过LC滤波器14对峰值电流200进行滤波，从而提供处于更恒定水平的电流202。
当负载20所使用的功率变低时，如由从图5C中作为目标电压的较高已调节电压向在需要较低已调节电压的时间t1处的低电平过渡所示，则只有轻负载电流被汲取，如图5D中信号t1与t2之间的时间所示。因而，当如图5C中所示需要较低已调节电压时，只有轻电流被负载20汲取。然而，如现有技术中所示，峰值电流200保持在恒定峰值电流值处，在这种情况下为2安培。因此，当负载20开始汲取负载时，信号204将上升直到它达到峰值电流200，并且然后，一旦如在时间T2处所示提供了充足的电流，它将在线206上再次下降直到它低于负载所汲取的期望电流。因此，即使只有非常少量的功率被负载20所需求，峰值电流200保持恒定值，并且因此在电路12和电路14中必须使用可以一直承受这个高峰值电流的部件，如现有技术中所实施的。
如果V电源是电池，这将是电池上的附加电源泄漏。如图5中继续示出的，在某个点，负载所需求的功率将减小，从而使得仅需要非常轻的负载电流，如在图5D的极右手侧所示的。在这种情形下，现有技术的系统仍然具有被设定在2安培恒定值处的峰值电流。因此，每当系统向负载提供功率时(即使在轻负载状况下)，电流仍将朝峰值上升，在该峰值处系统将关断。来自开关晶体管12的输出将达到峰值电流的频率将更小，因为需要更少的功率。然而，该输出将仍然达到峰值电流，即使在需求高功率时此峰值电流仍然对其可用。
取决于对功率的负载需求，当所允许的峰值电流可变时，在图5A至图5B的运行中可见本实用新型电路。如图5A中可见，当已调节电压小于目标电压时，线路23上的信号将为高。即，当节点52 上的输出电压低于期望电压并且负载50正消耗功率时，则向系统提供额外功率，如图5B中可见的。在自适应模式下，电流在斜坡214 处上升从而在线212处达到可变峰值电流(在本示例中为1安培)，并且然后在控制逻辑被关闭时如线216所示逐渐减小，直到它达到图5B的箭头120所指示的自适应模式下的最大负载电流。此时，来自图3的比较器85的RECIR信号变高，并且所提供的电流、以及因此所提供的功率将再次上升，直到它达到如图5B中所示的可变峰值电流212。这种模式将根据需要重复，从而将输出电压52维持在期望值处。当负载50所汲取的功率减小成为轻负载电流时，如所示的在时间t1处开始，所允许的峰值电流将被减小至更低值，例如至0.5安培。因此，系统可以输出的最大电流存在动态改变，并且峰值电流被限制为新的值，在本示例中近似之前的峰值负载电流的一半。如图5B中可见的，由电压源67输出的电流将如线214所示上升，直到它在时间t1与t2之间达到自适应电流限制212，该电流输出现在处于与当负载汲取大量功率时可获得的电流限制相比更低的电流限制处。信号60 的切换频率将保持相对较高，并且将向负载50提供足够的电流和功率，尽管可以达到的电流比当负载50所汲取的总功率较高时的要低。如果负载所汲取的功率继续较轻，则峰值电流的允许值在时间t2之后将继续减小至低值。然而，如图5B中所示，被允许作为最大峰值电流的电流将保持高于被标记为轻负载电流的某个最小值。因此，即使负载所汲取的功率为零，如在此所公开的可变峰值电流系统将把所允许的峰值电流维持在某个最小值处。这个值可以由用户或系统设计者基于最小频率设置在低频率检测信号103处，在该最小频率处系统将钳制所述峰值电流从而不降低至某选定阈值以下。因而，当负载50 所汲取的功率为零或接近零时，将被允许的峰值电流可以被设定在轻负载电流水平处。这可以在负载50是处于休眠模式的微处理器、或其中磁盘驱动暂时处于关闭位置的磁盘驱动系统的情况下发生。与如图5B中所示，在时间t2之后，峰值电流将接近轻负载电流而不是变成零，这种情况下它将维持在某阈值处。如果负载50开始汲取更多电流，如图2-4中所解释的动态峰值电流电路将把允许的峰值电流再次提高至高水平，从而使得可以向负载提供足够的电流。因而，如在此所公开的可用峰值电流系统是自适应模式，该模式根据负载所汲取的功率量而动态地改变允许的峰值电流。
图6展示了图3和图4中所示的电路中不同节点处的电压。图6 的顶部线是如图4中所示的2X求平均触发器86的输出队列。如可见的，这提供了高信号来开始进行采样并且然后降低至低信号以便对下一脉冲进行采样。
图6中所示的第二信号是在线路60上从控制逻辑提供到电源开关电路44的DWM控制电压V。这是由控制逻辑42输出的PWM信号。如可见的，当提供了高功率时，信号具有高频率。然而，如在时间t1处可以示出的，当负载汲取更少的功率时频率将减小。在本实例中，图6的时间t1与图5A和图5B的时间t1相对应。即，在时间t1处，负载50基本上汲取更少的功率，并且图6连同图5A和图5B一起示出了当负载汲取的功率减小时(被指示为在时间t1处开始)电路如何响应。
图6中的第三电压信号是采样保持电路和积分器输出电路的输出。积分器输出是虚线，并且采样与保持输出是实线。如可见的，积分输出上升至选定值并且然后将减小，因为开关S1和S2交替地打开和关闭。当频率在时间t1之前为高时，如图4中所示的电压Vx所代表的并且被电容器C2保持的采样保持电路输出将留在选定水平处。然而，当所汲取的功率继续减小并且由控制电路42输出的频率降低时，采样节点输出端处的电压将按照阶跃函数减小。它将继续减小，直到所汲取的功率低于选定值。如图6中所标记的，一条线被示为钳制电压，电压Vy将不会降低至该钳制电压以下。具体地，当频率由于负载汲取更少的功率而减小时，采样和保持输出电路的电压电平将减小。随着频率继续减小，采样保持电路所输出的电压Vx将逐渐减小，直到它降低至图6中被示为钳制电压的电压以下。一旦电压Vx降低至钳制电压以下，钳制和电平移位器电路94将使晶体管96上的栅极信号保持为设定值，从而将Vy维持在钳制电压处。因而，如果采用和保持输出变得低于钳制电压线，则Vy将被保持为等于图6中所示的钳制电压。
图6上的图形未示出t2处的时间，其中，负载已经变得如此之低以至于采样和保持输出降至钳制电压以下。然而，如之前所解释的，一旦负载所汲取的功率变得非常低，动态峰值电流的减小就将结束并且峰值电流的值将被设定在某个最小阈值处。这个阈值将与图6的第三电压段所示的钳制电压(如由虚线钳制电压所标记的)相对应。图 6中最底部的图形示出了图4的采样保持电路输出。
图7展示了利用低频率检测信号操作的系统的仿真。图7中所示的最上部电压线是在节点52上提供给系统的V负电压输出。在所示的示例中，V负电压被优选地保持为近似-3.0伏特如之前所声明的，通过系统提供的电压可以是正电源电压或者负电源电压。在所示的示例中，节点67处的电压是负电源电压，并且因此被输出至负载的电压被示出为负电压。在其他实施例中，它可以是正电压，并且电路将以与在此对相应不同部件公开的类似原理运行。
如图7中可见的，负电压被优选地设定在近似-3.0伏特处。在这个仿真中以达到极细程度的相当紧密的容差保持负电压，在-3.0伏特与-3.04伏特之间轻微波动。
从图6以不同时间标度示出采样保持电路的输出。即，如图6中所示的图形示出了以微秒为单位的时间段，从时间240微秒到260微秒，图6中所示的整个时间段为40微秒。另一方面，在图7的仿真中，示出了更长的时间段，从零微秒至280微秒。因此，图7上的时间标度基本上比图6中所示的时间标度更长。(如将理解的，图6和图7中所示的图形具有不同的仿真，并且图6不是图7的图形的子集。)
同样如图7中所示，不管负载所汲取的输出何时降至某值以下低频率检测信号都变高，从而使得线路60上的PWM信号输出低于选定的频率。当低频率检测信号如图7中所示变高时，则在其中电路样本的输出被钳制为选定值并且无法降低至这个值以下。这将保持峰值电流在最小阈值电压以上。在所示实施例中，低频率检测信号被触发时的值为8μs，尽管它可以是其他值。因此，如图7中可见的，如果经过了不止8μs并且低频率检测计时器103尚未变高，则系统将提高至新的电流水平并且将自适应地改变为更高的允许峰值电流。另一方面，如果频率足够低从而使得在经过8μs之前低频率检测信号103 被触发，则所允许的峰值电流将维持在低值处，如查看图5可见的。
图7的底部图形展示了滤波器电路48的电感器将经历的电感器电流。
图8展示了自适应电流限制控制电路的控制状态图。当系统启动时，输出被置于三态，如开始框240所示的。在系统启动之后，状态图前进至框242，此框查询电压是要保持为低还是电压将转变为高。如果电压将保持为低，则它返回至开始240并且维持循环直到电压被指示为变高。一旦电压被指示为变高，则它在步骤244接通HS驱动器。当如步骤244中所示高侧驱动器接通时，在步骤246中系统检查有待达到的峰值电流ILIMIT_OTA。如果未达到峰值电流 ILIMIT_OTA，则反馈返回步骤246以继续询问是否已达到峰值电流。根据实用新型系统，可以通过两种方法之一来限制电流。如果它超过图3的预设ilimit峰值ILIMIT_Pk，或者如果它达到作为动态自适应峰值电流值的ILIMIT_OTA，则可以达到最高电流。如图3中可见的， ILIMIT_Pk峰值是第一值。这是在电路的寿命以内不改变的设定值。与自适应峰值电流中的相比，从比较器70输出的自适应值(被示为 ILIMIT_OTA)是具有单独感测系统的单独限流器和单独比较器。自适应最大峰值电流限制将动态地变成更低或更高的值。然而，如在此已经解释的，ILIMIT-OTA是所允许的动态变化的最大电流。当负载所汲取的功率较低时，则被允许作为最大峰值电流的电流减小，从而使得以更低的电流水平、更迅速地达到峰值电流截止。因而，当负载仅汲取低功率时，则峰值电流将处于更低值，并且与在图3的运算放大器68处感测到的最大许可峰值电流相比这将被更迅速地触发。
一旦在ILIMIT-OTA的框246内触发了峰值电流，则状态图前进至框248，其中，高侧驱动器被断开并且同步驱动器被接通。这在图 6中有所展示：通过驱动晶体管84导通而接通同步驱动器48并因此进入再循环状态250。再循环状态250感测提供给负载50的功率是否已降至可接受值以下。这是图3中由比较器85输出的信号。一旦功率降低至可接受值以下，则再循环模式250退出再循环阶段，并且再循环比较器的输出变高，并且在步骤252中同步驱动器被断开。在这种状态下，晶体管84被导通，从而再次将V节点46连接至节点52，如图3中所展示的。系统然后返回至步骤240开始，并且(如果电路保持运行)则前进至状态242以继续重复和运行系统。
可以组合以上所描述的各实施例以提供进一步实施例。在本说明书中所提及的和/或在申请资料表中所列出的所有美国专利、美国专利申请出版物、美国专利申请、国外专利、国外专利申请和非专利出版物都以其全文通过引用结合在此。如有必要，可以对实施例的方面进行修改，以便利用各专利、申请和出版物的概念来提供又进一步实施例。
鉴于以上详细说明，可以对实施例做出这些和其他改变。总之，在以下权利要求书中，所使用的术语不应当被解释为将权利要求书局限于本说明书和权利要求书中所公开的特定实施例，而是应当被解释为包括所有可能的实施例、连同这些权利要求有权获得的等效物的整个范围。因此，权利要求书并不受本公开的限制。

Claims (11)

1.一种用于电流控制的电路，其特征在于，包括：
电源，所述电源提供电压和电流；
开关电路，所述开关电路具有耦合至所述电源的输入端、自所述开关电路提供电功率作为电压和电流的输出端、以及控制端子；
控制逻辑，所述控制逻辑向所述开关电路的所述控制端子输出可变频率控制信号，从而控制自所述开关电路提供功率的速率；
频率传感器，所述频率传感器耦合至所述控制端子，所述频率传感器感测所述控制信号的频率并输出与所述控制信号的频率相对应的信号；
电流检测电路，所述电流检测电路耦合至所述频率传感器的输出端，所述电流检测电路生成与由所述开关电路在所述控制信号的控制下要输出的电流量相对应的电流信号；
功率终止电路，所述功率终止电路耦合至所述电流检测电路，所述功率终止电路向所述控制信号输出终止信号从而当所述电流超过峰值阈值时暂时终止从所述开关输出功率；以及
可变阈值电路，所述可变阈值电路基于由所述开关输出的功率量来改变峰值阈值电流的值。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，进一步包括：
负载，所述负载从所述开关的所述输出端子汲取功率。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，进一步包括：
静态功率终止电路，所述静态功率终止电路耦合至所述电流检测电路，所述静态功率终止电路向所述控制信号输出终止信号从而当所述电流超过静态阈值时暂时终止从所述开关输出功率。
4.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，进一步包括：
低频率检测电路，所述低频率检测电路检测所述控制信号的频率是否在选定值以下。
5.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，进一步包括：
阈值稳定电路，所述阈值稳定电路防止所述可变阈值低于选定值。
6.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述阈值稳定电路包括采样保持电路。
7.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述阈值稳定电路包括电压钳制电路。
8.一种用于电流控制的电路，其特征在于，包括：
电源，所述电源向负载提供电压和电流；
电源开关电路，所述电源开关电路具有耦合至所述电源的输入端、提供具有电流的电功率的输出端、以及控制端子；
控制逻辑，所述控制逻辑向所述电源开关电路的所述控制端子输出可变频率控制信号，从而控制自所述电源开关电路提供功率的速率；
频率传感器，所述频率传感器耦合至所述控制端子，所述频率传感器感测所述控制信号的频率并输出与所述控制信号的频率相对应的信号；
电流限制电路网络，所述电流限制电路网络耦合至所述频率传感器的输出端，所述电流限制电路网络基于提供给所述负载的功率量动态地改变可以通过所述电源开关的峰值电流。
9.如权利要求8所述的电路，其特征在于，所述电流限制电路网络包括：
功率终止电路，所述功率终止电路耦合至所述电流检测电路，所述功率终止电路向所述控制信号输出终止信号从而当所述电流超过峰值阈值时暂时终止从所述开关输出功率。
10.如权利要求9所述的电路，其特征在于，所述电流限制电路网络进一步包括：
可变阈值电路，所述可变阈值电路基于由所述开关输出的功率量来改变峰值阈值电流的值。
11.如权利要求8所述的电路，其特征在于，进一步包括：
最小峰值电流电路，所述最小峰值电流电路防止所允许的峰值电流下降到选定值以下。
CN201720574457.2U 2016-12-16 2017-05-22 用于电流控制的电路 Withdrawn - After Issue CN206878704U (zh)

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