CN206595897U - 一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，包括第一非接触变换模块支路和第二非接触变换模块支路，利用非接触变换器在恒压源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数成反比，在恒流源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数成正比的特性，将电压源与电流源复合激励，组合输出，消除或大大减小因耦合系数的改变而引起的系统输出特性的变化，其有利于后级电路的设计，提升了单一非接触供电系统在不同使用条件下的能量传输能力，有效地提高了系统的容错性和适用性。

Description

一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路

技术领域

本实用新型的电压源与电流源复合激励的非接触变换器，属于电能变换领域。

背景技术

非接触供电利用磁场耦合实现“无线供电”，即采用原副边完全分离的非接触变压器，通过高频磁场的耦合传输电能，使得在能量传递过程中原边(供电侧)和副边(用电侧)无物理连接。与传统的接触式供电相比，非接触供电使用方便、安全，无火花及触电危险，无积尘和接触损耗，无机械磨损和相应的维护问题，可适应多种恶劣天气和环境，便于实现自动供电，具有良好的应用前景。

一个完整的无线电能传输系统由电气隔离的原边和副边组成。整个系统包括3个核心单元：高频电能变换单元、谐振补偿单元和非接触变换单元。其中，非接触变换单元属于松耦合，其相比于紧耦合变压器存在低耦合、大漏感的缺点，如果不进行补偿，整个系统中会存在大量的无功功率，大大降低了系统传输功率和系统整体效率，制约了非接触供电技术的推广和应用。同时由于无线电能传输系统的原副边完全分离，实际应用中会存在原副边相对位置改变以及正对气隙距离变化等多种工况，导致变压器的电路参数发生较大变化，从而影响非接触变换器的工作性能。除了原副边相对位置变化引起的非接触变压器电路参数变化，类似于普通电源，无线电能传输系统应该能够适应不同的应用对象、负载属性及功率等级。

为了降低非接触供电系统对一次供电侧的电力容量需求，以及提高二次侧能量传输能力。通常在非接触变压器的原副边，分别采用电容补偿的方式来消除漏感的影响，也就是无线电能传输系统中的谐振补偿单元。Chwei-Sen Wang；Stielau,O.H.；Covic,G.A.,"Design considerations for a contactless electric vehicle battery charger,"Industrial Electronics,IEEE Transactions on,vol.52,no.5,pp.1308,1314,Oct.2005给出了原副边串并、串串、并并和并串四种基本补偿形式的特性分析。其他不同的补偿方式也有不同的文章对其进行了探讨。对不同的补偿拓扑进行归纳总结可以发现：1、不同的补偿网络有不同的输入输出特性，且非接触变换器的输出特性是与耦合系数密切相关的；2、原副边补偿电容的取值都是在非接触变压器原副边气隙固定的情况下计算得到的，当原副边气隙变化或出现偏移错位情况时，即耦合系数发生改变时，谐振频率点会偏移原来的设计参考点，大大限制了非接触供电系统的能量传输能力和适用性；3、一种补偿拓扑能够为用电设备提供的电压、电流、功率都是有限的。

为了提高原副边错位偏移情况下非接触供电系统的能量传输能力，奥克兰MickelBudhia,John T.Boys,Grant A.Covic and Chang-Yu Huang,"Development of a Single-Sided Flux Magnetic Coupler for Electric Vehicle IPT Charging Systems"IEEETransactions on Industrial Electronics,vol.60,no.1,January 2013提出在非接触变压器副边两绕组(被简称DD绕组)中间叠加与副边绕组重叠的第三绕组(被简称Q绕组)，减小次级输出功率的横向错位敏感度，较好地解决了错位时处于“进、出磁通完全抵消”的“感应盲点”而影响变压器功率传输能力的问题。但是这种DDQ的绕组结构仅能改善非接触变压器在横向错位条件下的输出特性，对原副边垂直距离的变化(即气隙变化)，这种“DDQ”的绕组结构的输出特性仍有很大变化。考虑到实际应用中非接触变压器原副边之前气隙大小以及错位情况的不确定性，仍需要进一步探讨研究。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种电压源与电流源复合激励的非接触变换器，有效提高变耦合系数条件下输出特性的稳定性。

技术方案：一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，包括第一非接触变换模块支路和第二非接触变换模块支路；所述第一非接触变换模块支路由第一输入源、第一原边补偿网络、第一非接触变压器、第一副边补偿网络、第一整流电路、第一滤波网络依次串联连接组成，所述第二非接触变换模块支路由第二输入源、第二原边补偿网络、第二非接触变压器、第二副边补偿网络、第二整流电路、第二滤波网络依次串联组成，所述第一滤波网络的输出和第二滤波网络的输出串联或并联连接后接在负载两端。

进一步的，流入其中一路非接触变压器原边绕组的恒定电流通过LC变换网络或控制电路的方式实现。

进一步的，所述第一输入源和第二输入源为交流恒压源或交流恒流源，或直流输入源加逆变电路变换得到。

进一步的，两路非接触变换模块中的第一原边补偿网络和第二原边补偿网络、第一副边补偿网络和第二副边补偿网络为串联单电容补偿、并联单电容补偿、串并联电容补偿、并串联电容补偿、串/并联LC网络补偿、LCL形式补偿、LCC形式补偿，或者以上任意结构的组合形式。

进一步的，两路非接触变换模块的副边电路共用，形成原边双绕组副边单绕组的非接触变压器结构。

进一步的，第一非接触变压器和第二非接触变压器的绕组结构为单线圈结构、双线圈结构或多线圈结构，原边磁芯和/或副边磁芯的结构为U型、I型、两边柱底部沿侧边向外扩展的边沿扩展型、十字形或者上述形状的组合。

有益效果：本实用新型所提出的一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路与现有技术相比的主要技术特点是，利用非接触变换器在恒压源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数(互感)成反比，在恒流源激励下输出特性与非接触变压器原副边耦合系数(互感)成正比的特性，将电压源与电流源复合激励，组合输出，消除或大大减小因耦合系数(互感)的改变而引起的系统输出特性的变化，其有利于后级电路的设计，提升了单一非接触供电系统在不同使用条件下的能量传输能力，有效地提高了系统的容错性和适用性。

附图说明

图1是传统的单电源激励的非接触变换电路。

图2是单电源激励的ac/ac非接触变换单元的通用电路，图2(a)为单电压源激励及其对应补偿网络电路示意图，图2(b)为单电流源激励及其对应补偿网络电路示意图。

图3是图2所示单电源激励ac/ac非接触变换单元不同端口的二端网络等效电路示意图，图3(a)是输入源与原边补偿网络的等效二端网络示意图，图3(b)是输入源与原边补偿网络的通用等效二端网络示意图，图3(c)是非接触变压器原边输入端口右侧等效阻抗电路示意图，图3(d)是基于非接触变压器的互感模型得到的非接触变压器输出端口左侧二端网络，图3(e)是通用流压、压流转换电路示意图。

图4(a)是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例一电路结构示意图，图4(b)、图4(c)、图4(d)均为图4(a)的等效变换电路。

图5是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例二电路示意图。

图6(a)是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例三电路结构示意图，图6(b)是图6(a)的基波等效电路。

图7是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例四电路示意图。

图8是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例五电路示意图。

图9是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例六电路示意图。

图10是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路实施例七电路示意图。

图11(a)是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路测试实例一所用非接触变压器结构图，图11(b)是测试实例一重载条件下输出电压增益仿真结果，图11(c)是测试实例一轻载条件下输出电压增益仿真结果。

图12是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路测试实例二在不同负载条件下输出电压的仿真结果。

图13是本实用新型的电压源与电流源复合激励非接触变换电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本实用新型做更进一步的解释。

图1是传统的单电源激励的非接触变换电路，包括逆变桥、非接触变压器、原副边补偿网络和输出整流滤波部分。逆变桥的可选电路很多，包括推挽、半桥、全桥电路等，根据其输入电源特性又可分为电压源馈电逆变桥和电流源馈电逆变桥。为凸显本实用新型的设计重点，取图1中的虚线框内的ac/ac非接触变换单元为本实用新型的研究对象。将逆变桥输出等效为一个交流源，整流滤波电路等效为一个负载电阻。

图2为单电源激励的ac/ac非接触变换单元的通用电路，包括输入交流源1、原边补偿网络2、非接触变压器3、副边补偿网络4、等效负载5。根据输入电源特性的不同，可以将非接触变换器分为电压源输入型非接触变换器与电流源输入型非接触变换器，不同的输入源特性需对应不同的补偿拓扑结构，分别如图2(a)与图2(b)所示。补偿网络由电感、电容等谐振元件组成，其中Z_P1、Z_P2、Z_S1、Z_S2分别为电压源输入型非接触变换器原、副边补偿T网络串联补偿电抗参数，G_P、G_S分别为电压源输入型非接触变换器原、副边补偿T网络并联补偿电导参数；G_P1、G_P2、G_S1、G_S2分别为电流源输入型非接触变换器原、副边补偿π网络并联补偿电导参数，Z_P、Z_S分别为电流源输入型非接触变换器原、副边补偿π网络串联补偿电抗参数。当串联补偿电抗参数为零时，对应支路短路；当并联补偿电导参数为零时，对应支路断路。因此，通过改变补偿T网络与π网络参数的值，可以实现不同的补偿方式。

图3为图2所示单电源激励ac/ac非接触变换单元不同端口的二端网络等效电路。基于戴维南定理与诺顿定理，可以将图2中的输入交流源1与原边补偿网络2等效成一个以AB为端口二端网络，等效的二端网络的外特性与原电路拓扑输出外特性相同。考虑到原边补偿网络参数的取值的不同可能性，存在图2(a)所示的四种可能的等效电路形式，其中v_e1、v_e2、i_e1、i_e2为等效后的受控源，Z_ev、Z_ei、G_ev、G_ei为AB左侧二端网络除源阻抗。根据戴维南等效，一个受控电压源串联一个阻抗可以等效为一个受控电流源并联一个阻抗，即可以认为图2(a)中图①与图④等效；由电压源与电流源的特性可知，电压源并联阻抗等效为电压源，电流源串联阻抗等效为电流源。因此可以将单电源激励非接触变换器的输入交流源1与原边补偿网络2进一步等效为如图3(b)所示两种二端网络，其中受控电压源v_e、受控电流源i_e与输入交流电源、补偿网络中的电感、电容等谐振元件参数、工作频率相关，除源阻抗Z_e与补偿网络中的电感、电容等谐振元件参数、工作频率相关，均与非接触变压器的电路参数无关。

基于非接触变压器的互感模型与阻抗的串并联关系，可以将图2中端口AB的右侧电路非接触变压器3、副边补偿网络4、负载电阻5等效为图3(c)所示的二端网络，其中Z_TS为非接触变换器次级回路阻抗。同样基于非接触变压器的互感模型，可以得到CD端口左侧的二端网络如图3(d)所示。而CD端口右侧的二端网络为无源的阻抗连接网络，由副边谐振网络的电感、电容与负载电阻串并联连接而成，与非接触变压器的电路参数无关。

基于图3所示单电源激励ac/ac非接触变换单元不同端口的二端网络等效电路，可以求解得到负载电阻两端的输出电压。当AB端口左侧二端网络等效为受控电压源串联除源阻抗时，负载两端输出电压可以表示为：

其中H为负载电阻在CD右侧二端无源网络上的电压分压系数。由前面的分析可知，式(1)中Z_TS、H、Z_e、v_e均与非接触变压器参数无关，因此当jωL_P+Z_e＝0时，输出电压随非接触变压器原副边的互感成反比变化，此时流入原边绕组的电流随非接触变压器互感及负载变化而变化。

当AB端口左侧二端网络等效为受控电流源时，即流入原边绕组的电流为恒定值时，负载两端输出电压可以表示为：

从式(2)可以看到，输入交流电源(1)与原边补偿网络(2)等效为受控电流源时，输出电压随非接触变压器原副边的互感成线性变化。结合式(1)与式(2)，可以发现非接触变压器输入端口分别为电压源与电流源输入时，非接触变压器负载电阻两端的电压分别随非接触变压器互感变化呈相反的变化趋势，即当非接触变压器为电压源输入时，输出电压随互感M递减变化；而当非接触变压器为电流源输入时，输出电压随互感M递增变化。

基于这样的电路特性，可以说明本实用新型的工作原理，并由此引出本实用新型的技术方案与实施方式。

值得注意的是本实用新型的电压源与电流源复合激励的非接触变换器中的电流源特指流入非接触变压器原边绕组的电流为恒流源，可以为实际电流源激励串联变压器原边绕组，或者通过实际外加电压源激励串联LC拓扑变换得到，如图3(e)左侧电路所示，或者通过控制电路控制流入原边绕组的电流为恒定量；本实用新型中的电压源可以为实际电压源，也可以通过实际外加电流源激励并联LC拓扑变换得到，如图3(e)右侧电路所示。

实施例一：

图4给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第一种实施例的电路结构图。图4(a)所示非接触变换电路为DC-DC变换电路，两路非接触变换器，支路1与支路2在直流输入侧并联连接，直流输出侧串联连接而成。每一路非接触变换模块均包括直流输入电压源1_1、逆变器1_2、原边补偿网络2、非接触变压器3、副边补偿网络4、整流电路5_1、滤波电路5_2、负载电阻5_3，其中直流输入电压源1_1与负载电阻5_3为两路公用。为区别支路1与支路2，用附图标记“F”表示支路1，附图标记“S”表示支路2，两路非接触变换模块中电路元器件的第一个下标“F”或“S”用以区分支路1与支路2，第二个下标用以区分各支路中相同的元器件。图4(a)所示电路中，U_in为直流输入电压源，S_x1～S_x4为原边逆变全桥开关管，C_xP为原边补偿电容，C_xS为副边补偿电容，L_xP为非接触变压器原边绕组自感，L_xS为非接触变压器副边绕组自感，M_x为非接触变压器原副边绕组互感，L_xq为串联补偿电感，D_x1～D_x4为副边整流二极管，C_xf为滤波电容，R_L为负载电阻，下标中的x表示“F”或“S”。

直流输入电压源1_1与逆变电路F1_2的输出为一个交流方波，因此可以将端口FaFb的左侧电路等效成一个方波交流输入电压源u_Fab；同理端口SaSb的左侧电路也可以等效成一个方波交流输入电压源u_Sab；两路非接触变换器整流后直流侧进行串联，两路共用同一负载，基于电路基本定理，可以将负载电阻5_3等效成两个电阻R_FL、R_SL串联，从而可以将两路非接触变换模块在源侧与负载侧解开，等效后电路如图4(b)所示。为提高非接触变换器的效率，一般设计变换器工作在谐振频率点附近，谐振电感电流近似正弦，则可以采用基波近似分析法，将谐振网络中的变量都用其基波分量近似替代。当整流桥连续导通时，其桥臂中点的电压和电流始终同相，则副边整流桥5_1、滤波环节5_2及负载5_3均可等效为一个线性电阻R_E。基于基波分析，可以将图4(a)所示实施例电路拓扑进一步等效为图4(c)所示，图中u_xs、i_xs、u_xo、i_xo分别为输入电压、电流，输出电压、电流的基波分量，下标中的x表示“F”或“S”。从图4(c)可以看到，各支路组成单元与图2(a)一一对应。

支路1的原边补偿网络F2与非接触变压器F3的原边自感构成LCL补偿拓扑，设计L_Fq与非接触变压器F3的原边自感L_FP相等，C_FP与L_FP谐振，副边补偿网络F4为单电容串联补偿，串联补偿电容C_FS与非接触变压器F3的副边自感L_FS谐振。在谐振频率点处，基于戴维南等效原边输入电压源F1与原边补偿网络F3等效为一个受控电流源，如图4(d)所示，此时流入支路1原边绕组的电流仅与实际电压源激励和谐振电感L_Fq的感抗有关，当电压源激励U_in恒定时，流入支路1原边绕组的电流为恒定值，不随非接触变压器原副边位置变化及负载变化而变化。支路2的原边补偿网络S2为串联电容补偿，补偿电容C_SP与非接触变压器S3的原边自感L_SP谐振，非接触变压器S3的副边自感与副边补偿网络S4构成LCL补偿拓扑，设计L_Sq与非接触变压器S3的副边自感L_SS相等，C_SS与L_SS谐振。支路2端口AB二端网络为输入电压源串联谐振阻抗，当变压器耦合系数变化或者负载变化时，等效到原边的输入阻抗变化，流入支路2非接触变压器原边绕组的电流也会发生变化。因此本实用新型实施例两路非接触变换模块的非接触变压器输入端口分别为电压源与电流源输入。下面基于变压器的互感模型，讨论两路非接触变换模块的输出特性。谐振电感电容满足：

其中ω₀为谐振频率。图4(c)所示支路1非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中Z_Fr为支路1非接触变换器副边的反射阻抗，对式(4)进行化简，完全补偿时，支路1的输入阻抗Z_Fin与输出电压有效值U_FOS分别为：

其中U_Fs为输入电压的基波有效值。从式(5)可以看到，输出电压U_FOS与支路1非接触变压器原副边互感M_F正相关，且输出电压与负载电阻值无关；输入阻抗在完全补偿频率点处始终为纯阻，阻抗大小与负载电阻与互感相关。

同理可以求出支路2在完全补偿点处的输入阻抗Z_Sin与输出电压有效值U_SOS分别为：

其中U_Ss为支路2输入电压的基波有效值。从式(6)可以看到，输出电压U_SOS与支路2非接触变压器原副边互感M_S成反比，且输出电压与负载电阻值无关；输入阻抗在完全补偿频率点处始终为纯阻，阻抗大小与负载电阻与互感相关。结合式(5)与式(6)可知，总输出电压增益U_o为：

无线充电系统中，非接触变压器的原边一般固定，副边可移动，当非接触变压器的原副边发生相对运动时，本实施例中两幅非接触变压器的副边相对原边运动方向相同，两幅变压器的互感M变化趋势相同，结合式(7)可知，本实用新型实施例一的输出电压随互感M的变化非单调，通过合理设计变压器参数，可有效地实现两路非接触变换模块输出电压相互补偿，提高变耦合系数条件下系统总输出电压的稳定性；同时从式(7)可以看出，完全补偿条件下本实用新型实施例一的输出电压与负载电阻无关，即在变负载条件下能实现输出电压恒定；结合式(5)与(6)中两路非接触变换模块输入阻抗表达式，可以发现完全补偿条件下本实用新型实施例一的输入阻抗始终为纯阻性，即可取工作频率略大于完全补偿频率保证两路非接触变换模块始终工作在弱感性区，实现开关管的ZVS，提高系统效率。

当偏离完全补偿点时，若支路1与支路2中的非接触变压器的原副边的气隙同时变小，即M_F，M_S同时变大，此时L_FP、L_FS、L_SP、L_SS都随之改变，支路1和支路2的恒定增益点向低频移动，且支路1的电压增益变大，支路2的电压增益变低，若此时工作频率也向低频移动则整体电压增益可以得到补偿；若支路1与支路2中的非接触变压器的原副边的气隙同时变大，即M_F，M_S同时变小，此时L_FP、L_FS、L_SP、L_SS都随之改变，支路1和支路2的恒定增益点向高频移动，且支路1的电压增益变小，支路2的电压增益变大，若此时工作频率也向高频移动则整体电压增益可以得到补偿。

为了使输出电压增益适应更宽范围互感变化，需保证输出电压极值点所对应的互感值在工作区间内。由式(7)数学函数特性可知，需设计两路非接触变压器参数在完全补偿点处满足式(8)。

非接触变压器F3和第二非接触变压器S3的绕组结构为单线圈结构、双线圈结构或多线圈结构，原边磁芯和/或副边磁芯的结构为U型、I型、两边柱底部沿侧边向外扩展的边沿扩展型、十字形或者上述形状的组合。

实施例二：

图5给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第二种实施例的电路结构图。图5所示两路非接触变换器，支路1与支路2在直流输出侧串联连接。支路1由交流输入电流源F1、原边补偿网络F2、非接触变压器F3、副边补偿网络F4、整流电路F5_1、滤波电路F5_2、负载电阻5_3组成，其中直流输入电压源1_1与负载电阻5_3为两路公用；支路2由直流输入电压源S1_1、逆变器S1_2、原边补偿网络S2、非接触变压器S3、副边补偿网络S4、整流电路S5_1、滤波电路S5_2、负载电阻5_3组成。对比图5与图4(a)可以发现，实施例二与实施例一的区别在于输入源，在图4(a)所示实施例一中，支路1的非接触变压器原边端口的输入电流源由直流输入电压源1_1、逆变器F2、原边补偿网络F3等效变换得到；而图5所示实施例二中，支路1的非接触变压器原边端口的输入电流源为外加直流激励源F1。基于戴维南等效可知，当实施例二中交流输入电流源满足：

式(9)中等号右边参数为图4所示实施例一中的电路参数。当式(9)成立时，根据二端口等效模型可知，实施例二与实施例一有完全相同的输出特性，这里不再赘述。

实施例三：

图6给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第三种实施例的电路结构图。图6所示两路非接触变换器，支路1与支路2在直流输入侧并联连接，直流输出侧并联连接而成。每一路非接触变换模块均包括直流输入电压源1_1、逆变器1_2、原边补偿网络2、非接触变压器3、副边补偿网络4、整流电路5_1、滤波电路5_2、负载电阻5_3，其中直流输入电压源1_1与负载电阻5_3为两路公用。为区别支路1与支路2，用“F”表示支路1，“S”表示支路2，两路非接触变换模块中电路元器件的第一个下标“F”或“S”用以区分支路1与支路2，第二个下标用以区分各支路中相同的元器件。图6所示电路中，U_in为直流输入电压源，S_x1～S_x4为原边逆变全桥开关管，C_xP为原边补偿电容，C_xS为副边补偿电容，L_xP为非接触变压器原边绕组自感，L_xS为非接触变压器副边绕组自感，M_x为非接触变压器原副边绕组互感，L_xq为串联补偿电感，D_x1～D_x4为副边整流二极管，C_xf为滤波电容，R_L为负载电阻，下标中的x表示“F”或“S”。

类似实施例一的分析方法，基于基波等效可以将图6(a)等效成图6(b)，图中u_xs、i_xs、u_xo、i_xo分别为输入电压、电流，输出电压、电流的基波分量，下标中的x表示“F”或“S”。支路1的原边补偿网络F2为LC网络，实现输入电压源转换成输入电流源，电容C_FP与L_Fq谐振，副边补偿网络F4为单电容并联补偿，并联补偿电容C_FS与非接触变压器F3的副边自感L_FS谐振。在谐振频率点处，基于戴维南等效原边输入电压源F1与原边补偿网络F3等效为一个受控电流源，则流入支路1原边绕组的电流仅与实际电压源激励和谐振电感L_Fq的感抗有关，当电压源激励U_in恒定时，流入支路1原边绕组的电流为恒定值，不随非接触变压器原副边位置变化及负载变化而变化。支路2的原边补偿网络S2为串联电容补偿，补偿电容C_SP与非接触变压器S3的原边自感L_SP谐振，副边补偿网络S4的串联补偿电容C_SS与非接触变压器S3的副边自感L_SS谐振。支路2端口AB二端网络为输入电压源串联谐振阻抗，当变压器耦合系数变化或者负载变化时，等效到原边的输入阻抗变化，流入支路2非接触变压器原边绕组的电流也会发生变化。因此本实用新型实施例两路非接触变换模块的非接触变压器输入端口分别为电压源与电流源输入。

基于变压器的互感模型，可以得到两路非接触变换模块的输出特性。支路1非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中，ω₀为谐振频率，Z_Fr为支路1非接触变换器副边的反射阻抗，支路2非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中Z_Sr为支路2非接触变换器副边的反射阻抗，分别对式(10)、式(11)进行化简，可以得到完全补偿时支路1与支路2的输出电流有效值I_FOS、I_SOS分别为：

其中U_Fs、U_Ss分别为两路输入电压的基波有效值。从式(12)可以看到，输出电流I_FOS与支路1非接触变压器原副边互感M_F正相关，且输出电流与负载电阻值无关；输出电流I_SOS与支路2非接触变压器原副边互感M_S成反比，且与负载电阻值无关。则实施例三两路非接触变换器并联输出总电流为：

本实施例中两幅非接触变压器的副边相对原边运动方向相同，两幅变压器的互感M变化趋势相同，结合式(13)可知，本实用新型实施例三的输出电流随互感M的变化非单调，通过合理设计变压器参数，可有效地实现两路非接触变换模块输出电流相互补偿，提高变耦合系数条件下系统总输出电流的稳定性；同时从式(13)可以看出，完全补偿条件下本实用新型实施例三的输出电流与负载电阻无关，即在变负载条件下能实现输出电流恒定。

为了使输出电流增益适应更宽范围互感变化，需保证输出电流极值点所对应的互感值在工作区间内。由式(13)数学函数特性可知，需设计两路非接触变压器参数在完全补偿点处满足式(14)。

实施例四：

图7给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第四种实施例的电路结构图。图7所示两路非接触变换器，支路1与支路2在直流输出侧并联连接。支路1由直流输入电压源F1_1、逆变器F1_2、原边补偿网络F2、非接触变压器F3、副边补偿网络F4、整流电路F5_1、滤波电路F5_2、负载电阻5_3组成，其中直流输入电压源1_1与负载电阻5_3为两路公用；支路2由交流输入电流源S1、原边补偿网络S2、非接触变压器S3、副边补偿网络S4、整流电路S5_1、滤波电路S5_2、负载电阻5_3组成。图7所示电路中，U_in为直流输入电压源，i_in为交流输入电流源，S_F1～S_F4为原边逆变全桥开关管，C_xP为原边补偿电容，C_xS为副边补偿电容，L_xP为非接触变压器原边绕组自感，L_xS为非接触变压器副边绕组自感，M_x为非接触变压器原副边绕组互感，L_xq为串联补偿电感，D_x1～D_x4为副边整流二极管，C_xf为滤波电容，R_L为负载电阻，下标中的x表示“F”或“S”。

支路1的原边补偿网络F2为单电容串联补偿，串联补偿电容C_FP与非接触变压器F3的原边自感L_FP谐振，副边补偿网络F4也为单电容串联补偿，串联补偿电容C_FS与非接触变压器F3的副边自感L_FS谐振。支路2的原边补偿网络S2为串联电容补偿，补偿电容C_SP与非接触变压器S3的原边自感L_SP谐振，非接触变压器S3的副边自感L_SS与副边补偿网络S4构成LCL补偿网络，实现压流转换，设计谐振电感L_Sq与非接触变压器S3的副边自感L_SS相等，电容C_FP与L_Fq谐振。从图7可以看到，支路1端口AB二端网络为输入电压源串联谐振阻抗，支路2端口AB二端网络为输入电流源串联谐振阻抗，可等效为一个输入电流源。因此本实用新型实施例两路非接触变换模块的非接触变压器输入端口分别为电压源与电流源输入。

采用基波分析方法，基于变压器的互感模型，可以得到两路非接触变换模块的输出特性。支路1非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中ω₀为谐振频率，Z_Fr为支路1非接触变换器副边的反射阻抗，支路2非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中Z_Sr为支路2非接触变换器副边的反射阻抗，

分别对式(15)、式(16)进行化简，可以得到完全补偿时支路1与支路2的输出电流有效值I_FOS、I_SOS，输入阻抗Z_Fin、Z_Sin分别为：

其中U_Fs、I_Ss分别为两路输入电压、输入电流的基波有效值。从式(17)可以看到，输出电流I_FOS与支路1非接触变压器原副边互感M_F成反比，且输出电流与负载电阻值无关；输出电流I_SOS与支路2非接触变压器原副边互感M_S成正比，且与负载电阻值无关；两路非接触变换器的输入阻抗在完全补偿频率点处始终为纯阻，阻抗大小与负载电阻与互感相关。则实施例四两路非接触变换器并联输出总电流为：

本实施例中两幅非接触变压器的副边相对原边运动方向相同，两幅变压器的互感M变化趋势相同，结合式(18)可知，本实用新型实施例四的输出电流随互感M的变化非单调，通过合理设计变压器参数，可有效地实现两路非接触变换模块输出电流相互补偿，提高变耦合系数条件下系统总输出电流的稳定性；同时从式(18)可以看出，完全补偿条件下本实用新型实施例四的输出电流与负载电阻无关，即在变负载条件下能实现输出电压恒定；从式(17)中两路非接触变换模块输入阻抗表达式，可以发现完全补偿条件下本实用新型实施例四的输入阻抗始终为纯阻性，即可取工作频率略大于完全补偿频率保证两路非接触变换模块始终工作在弱感性区，实现开关管的ZVS，提高系统效率。

为了使输出电流增益适应更宽范围互感变化，需保证输出电流极值点所对应的互感值在工作区间内。由式(18)数学函数特性可知，需设计两路非接触变压器参数在完全补偿点处满足式(19)。

实施例五：

图8给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第五种实施例的电路结构图。图8所示两路非接触变换器，支路1与支路2在直流输出侧并联连接。支路1由交流输入电流源F1、原边补偿网络F2、非接触变压器F3、副边补偿网络F4、整流电路F5_1、滤波电路F5_2、负载电阻5_3组成；支路2由交流输入电流源S1、原边补偿网络S2、非接触变压器S3、副边补偿网络S4、整流电路S5_1、滤波电路S5_2、负载电阻5_3组成。图8所示电路中，i_xin为交流输入电流源，C_xP为原边补偿电容，C_xS为副边补偿电容，L_xP为非接触变压器原边绕组自感，L_xS为非接触变压器副边绕组自感，M_x为非接触变压器原副边绕组互感，D_x1～D_x4为副边整流二极管，L_xf为滤波电感，C_xf为滤波电容，R_L为负载电阻，下标中的x表示“F”或“S”。

支路1的原边补偿网络F2为单电容并联补偿，并联补偿电容C_FP与非接触变压器F3的原边自感L_FP谐振，副边补偿网络F4为单电容串联补偿，串联补偿电容C_FS与非接触变压器F3的副边自感L_FS谐振，基于戴维南等效与诺顿等效，可以将一个电流源并联阻抗等效变换为一个电压源串联阻抗，则支路1端口AB左侧电路可以等效为一个受控电压源的二端网络。支路2的原边补偿网络S2为串联电容补偿，补偿电容C_SP与非接触变压器S3的原边自感L_SP谐振，副边补偿网络S4为单电容并联补偿，并联补偿电容C_SS与非接触变压器S3的副边自感L_SS谐振，支路2端口AB二端网络为输入电流源串联谐振阻抗，可等效为一个输入电流源。因此本实用新型实施例两路非接触变换模块的非接触变压器输入端口分别为电压源与电流源输入。

采用基波分析方法，基于变压器的互感模型，可以得到两路非接触变换模块的输出特性。支路1非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中ω₀为谐振频率，Z_Fr为支路1非接触变换器副边的反射阻抗，支路2非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中Z_Sr为支路2非接触变换器副边的反射阻抗，

分别对式(20)、式(21)进行化简，可以得到完全补偿时支路1与支路2的输出电流有效值I_FOS、I_SOS分别为：

其中I_Fin、I_Sin分别为两路输入电流的基波有效值。从式(22)可以看到，输出电流I_FOS与支路1非接触变压器原副边互感M_F成反比，且输出电流与负载电阻值无关；输出电流I_SOS与支路2非接触变压器原副边互感M_S成正比，且与负载电阻值无关。则实施例五两路非接触变换器并联输出总电流为：

本实施例中两幅非接触变压器的副边相对原边运动方向相同，两幅变压器的互感M变化趋势相同，结合式(23)可知，本实用新型实施例五的输出电流随互感M的变化非单调，通过合理设计变压器参数，可有效地实现两路非接触变换模块输出电流相互补偿，提高变耦合系数条件下系统总输出电流的稳定性；同时从式(23)可以看出，完全补偿条件下本实用新型实施例五的输出电流与负载电阻无关，即在变负载条件下能实现输出电流恒定。

为了使输出电流增益适应更宽范围互感变化，需保证输出电流极值点所对应的互感值在工作区间内。由式(23)数学函数特性可知，需设计两路非接触变压器参数在完全补偿点处满足式(24)。

实施例六：

图9给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第六种实施例的电路结构图。图9所示两路非接触变换器，支路1与支路2在直流输出侧并联连接。支路1由交流输入电压源F1、原边补偿网络F2、非接触变压器F3、副边补偿网络F4、整流电路F5_1、滤波电路F5_2、负载电阻5_3组成；支路2由交流输入电流源S1、原边补偿网络S2、非接触变压器S3、副边补偿网络S4、整流电路S5_1、滤波电路S5_2、负载电阻5_3组成。图9所示电路中，u_Fin为交流输入电压源，i_Sin为交流输入电流源，C_xP为原边补偿电容，C_xS为副边补偿电容，L_xP为非接触变压器原边绕组自感，L_xS为非接触变压器副边绕组自感，M_x为非接触变压器原副边绕组互感，L_ST1、L_ST2、C_ST为支路2副边补偿T网络的谐振电感、电容，D_x1～D_x4为副边整流二极管，L_xf为滤波电感，C_xf为滤波电容，R_L为负载电阻，下标中的x表示“F”或“S”。

支路1的原边补偿网络F2、副边补偿网络F4均为单电容串联补偿，串联补偿电容C_FP、C_FS分别与非接触变压器F3的原边自感L_FP、副边自感L_FS谐振。支路2的原边补偿网络S2为串联电容补偿，补偿电容C_SP与非接触变压器S3的原边自感L_SP谐振，副边补偿网络S4为由一个串联补偿电容串联LCL的T网络构成，串联补偿电容C_SS与非接触变压器S3的副边自感L_SS谐振，LCL型T网络用于实现压流转换，设计谐振电感L_ST1与L_ST2，谐振电容C_ST与L_ST2谐振，当谐振电感L_ST1与非接触变压器S3的副边自感L_SS感值相等时，可以将串联补偿电容C_SS与谐振电感L_ST1等效用导线替换。支路1端口AB二端网络为输入电压源串联谐振阻抗，支路2端口AB二端网络为输入电流源串联谐振阻抗，可等效为一个输入电流源。因此本实用新型实施例两路非接触变换模块的非接触变压器输入端口分别为电压源与电流源输入。

采用基波分析方法，基于变压器的互感模型，可以得到两路非接触变换模块的输出特性。支路1非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中ω₀为谐振频率，Z_Fr为支路1非接触变换器副边的反射阻抗，支路2非接触变换器的输入电压、电流，输出电压满足：

其中Z_Sr为支路2非接触变换器副边的反射阻抗：

分别对式(25)、式(26)进行化简，可以得到完全补偿时支路1与支路2的输出电流有效值I_FOS、I_SOS分别为：

其中U_Fin、I_Sin分别为两路输入电压、电流的基波有效值。从式(27)可以看到，输出电流I_FOS与支路1非接触变压器原副边互感M_F成反比，且输出电流与负载电阻值无关；输出电流I_SOS与支路2非接触变压器原副边互感M_S成正比，且与负载电阻值无关。则实施例五两路非接触变换器并联输出总电流为：

本实施例中两幅非接触变压器的副边相对原边运动方向相同，两幅变压器的互感M变化趋势相同，结合式(28)可知，本实用新型实施例六的输出电流随互感M的变化非单调，通过合理设计变压器参数，可有效地实现两路非接触变换模块输出电流相互补偿，提高变耦合系数条件下系统总输出电流的稳定性；同时从式(28)可以看出，完全补偿条件下本实用新型实施例六的输出电流与负载电阻无关，即在变负载条件下能实现输出电流恒定。

为了使输出电流增益适应更宽范围互感变化，需保证输出电流极值点所对应的互感值在工作区间内。由式(28)数学函数特性可知，需设计两路非接触变压器参数在完全补偿点处满足式(29)。

实施例七：

图10给出了本实用新型电压源与电流源复合激励的非接触变换器第七种实施例的电路结构图。区别于前面所说的实施例一到实施例六，实施例七中的电压源与电流源激励作用于同一个非接触变压器3的原边两段绕组L_FP、L_SP上，副边单绕组输出。实施例七由交流输入电压源F1、第一个原边绕组的补偿网络F2、交流输入电流源S1、第二个原边绕组的补偿网络S2、非接触变压器3、副边补偿网络4、整流电路5_1、滤波电路5_2、负载电阻5_3组成。图9所示电路中，u_Fin为交流输入电压源，i_Sin为交流输入电流源，L_FP、L_SP分别为非接触变压器原边两段绕组的自感，C_FP、C_SP分别为非接触变压器原边两段绕组的补偿电容，L_S为非接触变压器副边绕组自感，C_S为副边补偿电容，M_F、M_S分别为非接触变压器两个原边与副边绕组的互感，M_FS为非接触变压器原边两段绕组之间的互感，D₁～D₄为副边整流二极管，L_f为滤波电感，C_f为滤波电容，R_L为负载电阻。原边绕组L_FP的输入端口AB左侧的二端网络为输入电压源串联谐振阻抗，原边绕组L_SP的输入端口AB左侧的二端网络为输入电流源串联谐振阻抗，可等效为一个输入电流源。因此本实用新型实施例非接触变压器两路原边绕组输入端口分别为电压源与电流源输入。

采用基波分析方法，基于变压器的互感模型，可以得到图10所示非接触变换单路基本的输入输出关系：

当原边两绕组对称绕制时，可以认为两路绕组参数相同，其绕组自感统一用L_p表示，两路原边绕组与副边绕组互感统一用M表示，耦合系数统一用k表示，则由式(30)可以解得输出电压U_o在完全补偿频率点处的表达式为：

其中M₀为完全补偿设计点处的原副边互感值，设计副边补偿电容补偿副边自感值。从式(31)可以看到，输出电压随互感M的变化非单调。同时由式(30)也可推导得到原边两路绕组在完全补偿点处的交流输入阻抗分别为：

其中k_FS为原边两绕组之间的耦合系数。则当y为实数时，可以推得变参数条件下输入阻抗Z_Fin始终为弱感性时原边两路绕组之间的耦合系数需要满足的条件为：

即在完全补偿点处，非接触变压器的耦合系数需满足：

将式(35)代入式(33)，可以将输入阻抗Z_Sin近似化简为：

Z_Sin≈y+jω₀L_P(1-k_FS) (35)

设计ω₀L_P(1-k₁₂)2y时，输入阻抗Z_Sin近似为纯感性。为了实现开关管的ZVS，需要输入阻抗纯阻，因此需要在电流源输入一路串联电容补偿阻抗，补偿电容C_SP的容值近似为：

测试实例一：

为验证本实用新型的可行性，以图3所示电压源与电流源复合激励非接触变换电路为例，进行了PSIM电路仿真验证。本实例中所采用非接触变压器均为边沿拓展型非接触变压器，如图11(a)所示，本实用新型同样适用于其它变压器结构。下表为本测试所采用的非接触变压器的原副边自感、互感以及耦合系数随气隙变化的具体参数。

表1：非接触变压器(F3)参数

表2：非接触变压器(S3)参数

支路1，支路2具体的原副边补偿电容取值见下表3。

表3：谐振元件参数

支路1和支路2的补偿电容在10cm气隙条件下基于式(3)计算得到。在直流输入电压为400V固定的情况下，改变变压器原副边之间的气隙间距，非接触组合供电电路的输出电压值见表4，不同负载条件下输出电压随耦合系数变化曲线如图11(b)、图11(c)所示。从中可以看出本实用新型所提出的电压源与电流源复合激励非接触变换电路可以有效提高大气隙变化时非接触供电系统输出特性的稳定程度，同时保持输出电压特性在变负载条件下的输出稳定性。

表4(a)：大负载(R_min)条件下两路输出电压与总输出电压

表4(a)：小负载(R_max)条件下两路输出电压与总输出电压

测试实例二：

为验证本实用新型的可行性，以图10所示电压源与电流源复合激励非接触变换电路为例，进行了仿真验证。本实例中所用非接触变压器为原边双绕组，副边单绕组非接触变压器，原边两路非接触变压器对称绕制，两路原边绕组自感相等，与副边绕组的互感值近似相等。表5为本测试所采用的非接触变压器的原副边自感、互感以及耦合系数随气隙变化的具体参数。

表5：非接触变压器(3)参数

支路1，支路2具体的原副边补偿电容取值，输入源等见下表。

表6：补偿电容容值与输入源

输入交流电压源激励与输入交流电流源相位差180°，工作频率为91kHz。在变负载条件下改变变压器原副边之间的气隙间距，非接触组合供电电路的输出电压如图12所示。从中可以看出本实用新型所提供的非接触组合供电电路可以有效提高大气隙变化时非接触供电系统输出特性的稳定程度。为了实现输入电流源侧对应逆变器的软开关，实际应用中可以在电流源输入侧串联电容与小阻的方法将输入阻抗调整到弱感性。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。

Claims (6)

1.一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，其特征在于：包括第一非接触变换模块支路和第二非接触变换模块支路；所述第一非接触变换模块支路由第一输入源(F1)、第一原边补偿网络(F2)、第一非接触变压器(F3)、第一副边补偿网络(F4)、第一整流电路(F5_1)、第一滤波网络(F5_2)依次串联连接组成，所述第二非接触变换模块支路由第二输入源(S1)、第二原边补偿网络(S2)、第二非接触变压器(S3)、第二副边补偿网络(S4)、第二整流电路(S5_1)、第二滤波网络(S5_2)依次串联组成，所述第一滤波网络(F5_2)的输出和第二滤波网络(S5_2)的输出串联或并联连接后接在负载(5_3)两端。

2.根据权利要求1所述的一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，其特征在于：流入其中一路非接触变压器原边绕组的恒定电流通过LC变换网络或控制电路的方式实现。

3.根据权利要求1所述的一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，其特征在于：所述第一输入源(F1)和第二输入源(S1)为交流恒压源或交流恒流源，或直流输入源加逆变电路变换得到。

4.根据权利要求1所述的一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，其特征在于：两路非接触变换模块中的第一原边补偿网络(F2)和第二原边补偿网络(S2)、第一副边补偿网络(F4)和第二副边补偿网络(S4)为串联单电容补偿、并联单电容补偿、串并联电容补偿、并串联电容补偿、串/并联LC网络补偿、LCL形式补偿、LCC形式补偿，或者以上任意结构的组合形式。

5.根据权利要求1所述的一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，其特征在于：两路非接触变换模块的副边电路共用，形成原边双绕组副边单绕组的非接触变压器结构。

6.根据权利要求1或5所述的一种电压源与电流源复合激励非接触变换电路，其特征在于：第一非接触变压器(F3)和第二非接触变压器(S3)的绕组结构为单线圈结构、双线圈结构或多线圈结构，原边磁芯和/或副边磁芯的结构为U型、I型、两边柱底部沿侧边向外扩展的边沿扩展型、十字形或者上述形状的组合。