CN205105090U - 一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路，包括PMOS管Q3、NMOS管Q4和变压器T1，PMOS管Q3的基极和NMOS管Q4的基极连电阻R25，变压器T1包括输入线圈L1和输出线圈L2；NMOS管Q4的源极连输入线圈L1的同名端；NMOS管Q4的漏极接输入线圈L1的非同名端；输出线圈L2的同名端连二极管D3的正极，非同名端连二极管D7的正极；二极管D3的负极连二极管D4的正极、二极管D7的负极和NMOS管Q5的基极，NMOS管Q5的漏极连输出线圈L2的非同名端和NMOS管Q6的漏极，二极管D4的负极连肖特基二极管D5的负极和NMOS管Q6的源极，肖特基二极管D5连电阻R26，电阻R26与NMOS管Q6的漏极之间设有电阻R28和肖特基二极管D6。

Description

一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路

技术领域

本实用新型涉及一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路。

背景技术

当洪水、地震等灾害发生时，受灾区域会造成发生中断，而救灾抢险以及灾民安置都离不开电力。如何在第一时间内为受灾区域恢复供电，给救灾抢险工作赢取时间是一个非常重要的课题。另一方面，在人口密集的城市中心，由于线路故障或建筑施工不当，一旦造成电力中断，将会给企业带来巨大的损失，给人们群众的生活造成不便。为了尽可能的减小损失，应该在最短的时间内恢复供电。

高压直流输电技术可以解决输电线路损耗大、电缆重量大的问题。目前，高压直流输电的研究领域仅局限于电网输电应用。超轻便大容量直流输电系统主要针对在短距离大容量电力传输，并且可以快速建立输电线路，且线路损耗低，是电力抢修、快速铺设临时供电线路的理想解决方案。

目前主要的难点在于：

1超轻便大容量直流输电系统中所采用的DC/DC转换系统是由不同种类的串并联转换器组成的。在这样的系统中进行多信号的测量与控制不是一件容易的事。

2如何控制串并联转换器之间直流电压的平衡，是一个技术难点。

3系统尺寸最小化。

实用新型内容

本实用新型的目的是为了克服现有技术的不足，提供一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路，其针对移相全桥控制芯片专门设计，将移相全桥控制芯片输出的电平为0V到12V的移相脉宽调制信号，调制为驱电平应为-8V到15V的移相脉宽调制信号，同时使该移相脉宽调制信号的上升沿和下降沿更加陡峭，提高了移相全桥控制芯片的输出功率，防止移相全桥控制芯片发热。

实现上述目的的一种技术方案是：一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路，其特征在于：包括串联在+12V电源端和接地端之间的PMOS管Q3和NMOS管Q4，其中所述PMOS管Q3的漏极接+12V电源端，所述NMOS管Q4的漏极接地；

所述PMOS管Q3的基极和所述NMOS管Q4的基极同时通过电阻R25连接移相全桥控制芯片的输出端，构成该驱动电路的输入端；

该驱动电路还包括变压器T1,所述变压器T1包括输入线圈L1和输出线圈L2；所述NMOS管Q4的源极和所述输入线圈L1的同名端通过电容C30连接；

所述NMOS管Q4的漏极接所述输入线圈L1的非同名端；

所述输出线圈L2的同名端连接二极管D3的正极，非同名端连接二极管D7的正极；所述二极管D3的负极和所述二极管D7的负极连接，所述二极管D7上并联有电阻R27；所述二极管D3的负极连接二极管D4的正极，所述二极管D7的负极连接NMOS管Q5的基极，所述NMOS管Q5的漏极连接所述输出线圈L2的非同名端；所述NMOS管Q5的源极连接NMOS管Q6的基极，所述NMOS管Q6的漏极连接所述NMOS管Q5的漏极，所述二极管D4的负极连接所述NMOS管Q6的源极；

所述二极管D4的负极连接肖特基二极管D5的负极，所述NMOS管Q6的源极连接电容C31，所述电容C31与所述肖特基二极管D5的正极连接；

所述肖特基二极管D5的正极连接电阻R26的输入端，所述电阻R26的输出端与所述NMOS管Q6的漏极之间设有电阻R28和肖特基二极管D6，所述肖特基二极管D6的正极连接所述NMOS管Q6的漏极，所述肖特基二极管D6的负极连接所述电阻R26。

进一步的，所述电容C30和所述电容C31的电容值为2.2μF，电阻R27的电阻值为470Ω，所述电阻R26、所述电阻R28的电阻值均为10kΩ,所述电阻R25的电阻值为200Ω，所述肖特基二极管D5的击穿电压为8V，所述肖特基二极管D6的击穿电压为15V。

采用了本实用新型的一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路的技术方案，包括串联在+12V电源端和接地端之间的PMOS管Q3和NMOS管Q4，其中所述PMOS管Q3的漏极接+12V电源端，所述NMOS管Q4的漏极接地；所述PMOS管Q3的基极和所述NMOS管Q4的基极同时通过电阻R25连接所述移相全桥控制芯片的输出端，构成该驱动电路的输入端；该驱动电路还包括变压器T1,所述变压器T1包括输入线圈L1和输出线圈L2；所述NMOS管Q4的源极和所述输入线圈L1的同名端通过电容C30连接；所述NMOS管Q4的漏极接所述输入线圈L1的非同名端；所述输出线圈L2的同名端连接二极管D3的正极，非同名端连接二极管D7的正极；所述二极管D3的负极和所述二极管D7的负极连接，所述二极管D7上并联有电阻R27；所述二极管D3的负极连接二极管D4的正极，所述二极管D7的负极连接NMOS管Q5的基极，所述NMOS管Q5的漏极连接所述输出线圈L2的非同名端；所述NMOS管Q5的源极连接NMOS管Q6的基极，所述NMOS管Q6的漏极连接所述NMOS管Q5的漏极，所述二极管D4的负极连接所述NMOS管Q6的源极；所述二极管D4的负极连接肖特基二极管D5的负极，所述NMOS管Q6的源极连接电容C31，所述电容C31与所述肖特基二极管D5的正极连接；所述肖特基二极管D5的正极连接电阻R26的输入端，所述电阻R26的输出端与所述NMOS管Q6的漏极之间设有电阻R28和肖特基二极管D6，所述肖特基二极管D6的正极连接所述NMOS管Q6的漏极，所述肖特基二极管D6的负极连接所述电阻R26。其技术效果是：针对移相全桥控制芯片专门设计，将移相全桥控制芯片输出的电平为0V到12V的移相脉宽调制信号，调制为驱电平应为-8V到15V的移相脉宽调制信号，同时使该移相脉宽调制信号的上升沿和下降沿更加陡峭，提高了移相全桥控制芯片的输出功率，防止移相全桥控制芯片发热。

附图说明

图1为直流输电串并联转换器用控制系统的结构示意图。

图2为直流输电串并联转换器用控制系统中的输入电压信号进行预处理的模拟信号预处理电路的电路图。

图3为直流输电串并联转换器用控制系统中DSP芯片的内部模块示意图。

图4为本实用新型的一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路的结构示意图。

具体实施方式

请参阅图1，本实用新型的发明人为了能更好地对本实用新型的技术方案进行理解，下面通过具体地实施例，并结合附图进行详细地说明：

本实用新型的一种直流输电串并联转换器用控制系统的主要作用为测量功率电路电压信号和电流信号并向IGBT开关管发出移相脉宽调制信号。

本实用新型的一种直流输电串并联转换器用控制系统主要分为以下四大部分：模拟信号预处理模块1，微控单元2，驱动模块3和辅助电源4。结构如图1所示：

通过传感器测得的电压信号或电流信号，即输入信号不能直接进行模数转换，一个原因是传感器以及传输线本身存在的电感会产生许多高频毛刺，将直接影响采样的精确度，另外一个原因是电平不符合，微控单元2的采样电平通常为0到3.3V，需要电平转换。

为了解决这两个问题，本实用新型的一种直流输电串并联转换器用控制系统中引入了模拟信号预算理模块1，输入模拟信号预算理模块1的输入信号包括有功电流信号ip，输入电压信号Vin和输出电压信号Vout等。

以模拟信号预处理模块1中对输入电压信号进行预处理的模拟信号预处理电路为例，如图2所示，包括位于其输入端的电阻R2以及与电阻R2并联，并依次串联的电容C2和电阻R4，其中电容C2的输入端连接电阻R2的输入端，输出端接地并连接电阻R4的输入端，电阻R4的输出端连接电阻R2的输出端，电容C2的作用在于去除高频噪声。电阻R2、电阻R4和电容C2构成去高频噪声电路。电阻R2的输出端连接电阻R1的输入端，电阻R1的作用在于转换为3.3V的电平，起到分压电路的作用。电阻R1的输出端连接运算放大器11的同相输入端，运算放大器11的反相输入端与输出端之间通过电阻R5连接，运算放大器11的电源端连接+12V电源端，接地端接地，运算放大器11的输出端连接电阻R3的输入端，电阻R3的输出端通过电容C1接地，形成对输入电压信号进行预处理的模拟信号预处理电路的输出端。运算放大器11构成状态跟随器，运算放大器11输出的信号再次经过一个由电阻R3和电容C1构成的RC低频滤波电路，最后输出。

当然，模拟信号预算理模块1中还包括对有功电流信号进行预处理的模拟信号预处理电路和对输出电压信号进行预处理的模拟信号预处理电路。

微控单元2包括DSP芯片21和复杂可编程逻辑器件(CPLD)22。DSP芯片21和复杂可编程逻辑器件22连接。

DSP芯片21包括输入捕捉模块211，输出比较模块212，串行外部设备接口模块213，通用异步发收器214，直接存储访问模块215、计时器216和第一模数转换模块217。第一模数转换模块217为10位模数转换模块。

输入捕捉模块211用于同步时钟信号，并完成同步控制。每当DSP芯片21的IC引脚上有捕捉事件发生时，输入捕捉模块211便会缓存选定时基寄存器的16位值。

输出比较模块212将所选时基寄存器的16位值与一个或两个比较寄存器的值作比较，当匹配事件发生时，根据模式产生中断，并同时产生单个输出脉冲或一连串输出脉冲，即通过输出比较来产生同步信号脉冲。

串行外部设备接口模块213是一个同步串行接口，可用于与其他外部设备或者单片机，比如串行带电可擦可编程只读存储器、移位寄存器、显示驱动器和数模转换器等进行通信，即被用来连接驱动数模转换器。

通用异步发收器214是dsPIC33F系列DSP芯片所提供的串行I/O模块之一。通用异步发收器214是可以和外部设备，例如，个人电脑、RS32接口或RS485接口进行通信的全双工异步系统，通用异步发收器214是使本实用新型的一种直流输电串并联转换器用控制系统形成环形通信系统的基础。

直接存储访问模块215是在外部设备和随机存储器之间传输数据的高效途径。直接存储访问模块215使用专用的总线传输数据，不会占用DSP芯片21的代码执行周期，这极大减轻了DSP芯片21的负担，在高速通信系统中，非常有用。本设计中直接存储访问模块215在通用异步发收器214和第一模数转换模块217中均有配置。

第一模数转换模块217是DSP芯片21内嵌的模数转换模块，具有最大500ksps的转换速度，可对多达四个模拟输入引脚进行同时采样用来完成模数转换。第一模数转换模块217用来连接模拟信号预处理模块1的输出端。

DSP芯片21的外围电路上设有一个7.8MHz的晶振和一个手动重置按钮。

复杂可编程逻辑器件22作为DSP芯片21和外部设备进行信号传递的中转站。很多信号只是简单的从DSP芯片21发送给复杂可编程逻辑器件22，再由复杂可编程逻辑器件22不经任务处理发送给外部设备，或是由外部设备发送给复杂可编程逻辑器件22，复杂可编程逻辑器件22转发给DSP芯片21。其作用在于：一是可以在外部设备和DSP芯片21之间起一定的隔离作用，保护DSP芯片21；二是方便布线，减小由于引线杂乱造成的电磁干扰。

复杂可编程逻辑器件22对所输入的信号进行逻辑运算远比DSP芯片21要容易，因此，一些在DSP芯片21中需要很杂运算才能发出的信号，可以直接将原始信号发送给复杂可编程逻辑器件22，由复杂可编程逻辑器件22，进行逻辑运算。因此复杂可编程逻辑器件22上设有第二模数转换模块，连接模拟信号预处理模块1。

比如测量电流，由于互感器的漏感所造成的测量信号畸变，需要加入一个空白间隙信号来除去，这个功能是通过对一个三级管开关控制来完成的，而三级管的移相脉宽调制信号，刚好是开关管驱动信号通过逻辑运算才可以实现的。由DSP芯片21来直接发出上述三级管移相脉宽调制信号，会非常麻烦，但由复杂可编程逻辑器件22发出，只需简单计算就可以完成。还比如一些状态控制信号总是成对出现，且互为相反，如果要DSP芯片21来发出，则会占用DSP芯片21的宝贵的IO接口资源，用复杂可编程逻辑器件22就可以将DSP芯片21发来的一个信号变为几个信号，节省了DSP芯片21的资源，也减轻了DSP芯片21的负担。

复杂可编程逻辑器件22可以对整个控制系统起到保护的作用。对于微控单元2，当DSP芯片21出现问题时，如何立即关断硬件电路，保护整个控制系统是必须要考虑的问题，复杂可编程逻辑器件22的存在可以降低这类事故的风险。通过在复杂可编程逻辑器件22上的看门狗模块，在DSP芯片21正常时，复杂可编程逻辑器件22将会正常工作，一旦DSP芯片21出现故障，复杂可编程逻辑器件22将在很短的时间内停止对来自DSP芯片21信号的转发，并且发出错误信号，开启保护，使整个控制系统更不容易损坏。

本实施例中，复杂可编程逻辑器件22为EPM570型复杂可编程逻辑器件22，其外围电路主要包括一个50M晶振以及一个标准JTAG程序下载接口。

驱动模块3的主要功能是接收来自微控单元2的控制信号，发出能够驱动IGBT开关管移相脉宽调制信号，同时做好辅助电源4与微控单元2的隔离工作。

本实施例中，驱动模块3采用全桥拓扑主电路，控制全桥拓扑主电路最常用的方法是移相控制。使用DSP芯片21发出移相脉宽调制信号相对较复杂，因此驱动模块3配备了一款移相全桥控制芯片作为全桥拓扑主电路，所述移相全桥控制芯片为UC3875型移相全桥控制芯片，用来产生移相移相脉宽调制信号，驱动IGBT开关管。由于全桥拓扑主电路中高位开关管工作电压较高，达到300V，没有合适的移相全桥控制芯片，因此采用驱动变压器来设计全桥拓扑主电路。

UC3875型移相全桥控制芯片中的移相谐振控制器是专门针对全桥功率模块设计。它可以在频率很高的情况下产生固定频率的谐振零电压开关移相脉宽调制信号。UC3875型移相全桥控制芯片既可以工作在电压模式下，也可以工作在电流模式下。对于峰值电流模式，UC3875型移相全桥控制芯片还提供了谐波补偿功能。UC3875型移相全桥控制芯片不仅自身具备可产生高达2MHz的系统时钟模块，还可以接入外部时钟，而且当多个UC3875型移相全桥控制芯片的系统时钟模块的接口串连时，所有UC3875型移相全桥控制芯片都将同步到最快的时钟。UC3875型移相全桥控制芯还可以独立编程调节两个桥臂的死区时间，且具有低压锁死、软启动、周期性过流检测等保护功能。

除此之外，UC3875型移相全桥控制芯片还具有一个带宽10MHz的误差放大器，方便整个控制系统的电路的设计。UC3875型移相全桥控制芯片的四个移相脉宽调制信号输出端，每个移相脉宽调制信号输出端所发出的移相脉宽调制信号都为发送占空比50％的移相脉宽调制信号，且每个移相脉宽调制信号输出端都具备高达2A的图腾柱驱动电流。

由于UC3875型移相全桥控制芯片输出的移相脉宽调制信号的电平为0V到12V，而驱动IGBT开关管理想的移相脉宽调制信号的电平应为-8V到15V，-8V可以保证IGBT开关管可靠关断，15V可以保证IGBT开关管饱和导通。除此之外，为了使移相脉宽调制信号的上升沿和下降沿更加陡峭，驱动模块3的功率也需要放大。虽然UC3875型移相全桥控制芯片本身有很大的驱动电流，但直接使用UC3875型移相全桥控制芯片驱动，长时间工作会使UC3875型移相全桥控制芯片温度过高，容易造成UC3875型移相全桥控制芯片损坏。因此在UC3875型移相全桥控制芯片的输出端设置了专门的驱动电路。

该驱动电路包括：串联在+12V电源端和接地端之间的PMOS管Q3和NMOS管Q4，其中PMOS管Q3的漏极接+12V电源端，PMOS管Q3的源极接NMOS管Q4的源极，NMOS管Q4的漏极接地。PMOS管Q3的基极和NMOS管Q4的基极同时通过电阻值为200Ω的电阻R25连接UC3875型移相全桥控制芯片的输出端，构成该驱动电路的输入端，NMOS管Q4的源极连接电容值为2.2μF的电容C30。

该驱动电路还包括变压器T1,变压器T1包括输入线圈L1和输出线圈L2。其中电容C30连接输入线圈L1的同名端，NMOS管Q4的漏极接输入线圈L1的非同名端。输出线圈L2的同名端连接二极管D3的正极，非同名端连接二极管D7的正极。二极管D3的负极和二极管D7的负极也是相互连接的，同时二极管D7上并联有一个阻值为470Ω的电阻R27。二极管D3的负极连接二极管D4的正极，二极管D7的负极连接NMOS管Q5的基极，NMOS管Q5的漏极连接输出线圈L2的非同名端。NMOS管Q5的源极连接NMOS管Q6的基极，NMOS管Q6的漏极连接NMOS管Q5的漏极。二极管D4的负极连接NMOS管Q6的源极。同时二极管D4的负极连接肖特基二极管D5的负极，肖特基二极管D5的击穿电压为8V。NMOS管Q6的源极连接电容值为2.2μF的电容C31。电容C31与肖特基二极管D5的正极连接。肖特基二极管D5的正极还连接电阻R26的输入端，电阻R26的阻值为10kΩ，电阻R26的输出端与NMOS管Q6的漏极之间设有电阻R28，电阻R28的阻值为10kΩ。电阻R26的输出端与NMOS管Q6的漏极之间设有肖特基二极管D6，肖特基二极管D6的正极连接NMOS管Q6的漏极，肖特基二极管D6的负极连接电阻R26的输出端，肖特基二极管D6的击穿电压为15V。肖特基二极管D6的正极连接NMOS管Q6的漏极。肖特基二极管D6用于输出-8V和+15V的移相脉宽调制信号。

辅助电源4分别连接+3.3V电源端、+12V电源端，接地端和驱动模块3。

本技术领域中的普通技术人员应当认识到，以上的实施例仅是用来说明本实用新型，而并非用作为对本实用新型的限定，只要在本实用新型的实质精神范围内，对以上所述实施例的变化、变型都将落在本实用新型的权利要求书范围内。

Claims (2)

1.一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路，其特征在于：包括串联在+12V电源端和接地端之间的PMOS管Q3和NMOS管Q4，其中所述PMOS管Q3的漏极接+12V电源端，所述NMOS管Q4的漏极接地；

所述PMOS管Q3的基极和所述NMOS管Q4的基极同时通过电阻R25连接移相全桥控制芯片的输出端，构成该驱动电路的输入端；

该驱动电路还包括变压器T1,所述变压器T1包括输入线圈L1和输出线圈L2；所述NMOS管Q4的源极和所述输入线圈L1的同名端通过电容C30连接；

所述NMOS管Q4的漏极接所述输入线圈L1的非同名端；

所述输出线圈L2的同名端连接二极管D3的正极，非同名端连接二极管D7的正极；所述二极管D3的负极和所述二极管D7的负极连接，所述二极管D7上并联有电阻R27；所述二极管D3的负极连接二极管D4的正极，所述二极管D7的负极连接NMOS管Q5的基极，所述NMOS管Q5的漏极连接所述输出线圈L2的非同名端；所述NMOS管Q5的源极连接NMOS管Q6的基极，所述NMOS管Q6的漏极连接所述NMOS管Q5的漏极，所述二极管D4的负极连接所述NMOS管Q6的源极；

所述二极管D4的负极连接肖特基二极管D5的负极，所述NMOS管Q6的源极连接电容C31，所述电容C31与所述肖特基二极管D5的正极连接；

所述肖特基二极管D5的正极连接电阻R26的输入端，所述电阻R26的输出端与所述NMOS管Q6的漏极之间设有电阻R28和肖特基二极管D6，所述肖特基二极管D6的正极连接所述NMOS管Q6的漏极，所述肖特基二极管D6的负极连接所述电阻R26。

2.根据权利要求1所述一种直流输电串并联转换器用控制系统中的驱动电路，其特征在于：所述电容C30和所述电容C31的电容值为2.2μF，电阻R27的电阻值为470Ω，所述电阻R26、所述电阻R28的电阻值均为10kΩ,所述电阻R25的电阻值为200Ω，所述肖特基二极管D5的击穿电压为8V，所述肖特基二极管D6的击穿电压为15V。