CN204967766U - 一种补偿电路及含有其的e类功率放大器 - Google Patents

Abstract

本实用新型属于功率放大器领域，提供了一种补偿电路及含有其的E类功率放大器。补偿电路包括连接晶体管漏接和漏极偏置电源的第一电感；与第一电感并联连接，并连接于晶体管漏极和第二电容之间的第二电感；连接于第二电感和漏极偏置电源之间的第二电容，使用分立元件实现补偿电路。本实用新型通过所述补偿电路及含有其的E类功率放大器，在频率较低时减小了补偿电路中的微带尺寸。

Description

一种补偿电路及含有其的E类功率放大器

技术领域

本实用新型属于功率放大器领域，特别涉及一种补偿电路及含有其的E类功率放大器。

背景技术

目前，移动通信服务的快速发展对低能耗、高效率的器件设计提出了更高的要求。而射频功率放大器恰恰是无线发射终端中耗能最大的模块。因此功率放大器的效率直接决定了整个发射终端的能耗量级。所以，提高功率放大器的工作效率成为功率放大器研究领域的热点。

E类功率放大器因其理想工作效率能够达到100％而结构简单、容易实现等优点，近年来，在射频微波领域受到了广泛的研究和应用。然而，在实际情况中，E类功率放大器的高效率特性很大程度上依赖于晶体管的特性。其中，晶体管内部的输出电容是限制E类功率放大器工作频率最重要的一个因素。如何解决晶体管内部输出电容多余而带来的工作频率的限制，是近年来E类功率放大器领域内研究的一个热点。

由于给定的晶体管内部的参数都是固定的，所以解决此问题的最流行的方法是利用外部电路来补偿多余的电容，来拓展E类功率放大器的工作频率。现有技术采用下述补偿电路：链接晶体管漏极、短路分支线和开路分支线的第一微带传输线；链接短路分支线、开路分支线和漏极偏置电源的第二微带传输线；链接于第一微带传输线和第二微带传输线连接处的短路分支线；以及链接于第一微带传输线和第二微带传输线连接处的开路分支线。

现有技术具有以下缺陷：在频率相对较低时，微带尺寸相对过大。

实用新型内容

本实用新型提供了一种补偿电路及含有其的E类功率放大器，旨在解决现有的补偿电路在频率相对较低时微带尺寸相对过大的技术问题。

本实用新型是这样实现的，一种补偿电路，包括：

连接晶体管漏接和漏极偏置电源的第一电感；

与所述第一电感并联连接，并连接于所述晶体管漏极和第二电容之间的第二电感；

连接于所述第二电感和所述漏极偏置电源之间的所述第二电容。

另一方面，本实用新型还提供了一种的E类功率放大器，所述E类功率放大器包括上述的补偿电路。

本实用新型提供的技术方案带来的有益效果是：

从上述本实用新型可知，由于包括连接晶体管漏接和漏极偏置电源的第一电感；与第一电感并联连接，并连接于晶体管漏极和第二电容之间的第二电感；连接于第二电感和漏极偏置电源之间的第二电容，使用分立元件实现补偿电路，因此，在频率较低时减小了补偿电路中的微带尺寸。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本实用新型实施例提供的补偿电路的示例电路图；

图2为本实用新型实施例提供的补偿电路的等效电路图；

图3为本实用新型实施例提供的补偿电路的完整的电路原理图；

图4为本实用新型实施例提供的补偿电路的仿真波形。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本实用新型实施方式作进一步地详细描述。

本实用新型实施例提供补偿电路Lnex的一种结构，如图1所示，包括连接晶体管漏接和漏极偏置电源Vdd的第一电感L1；与第一电感L1并联连接，并连接于晶体管漏极和第二电容C2之间的第二电感L2；连接于第二电感L2和漏极偏置电源Vdd之间的第二电容C2。

具体实施中，所述第一电感、所述第二电感和所述第二电容组成的补偿电路可以等效于基波和二次谐波并联电感。

一种的E类功率放大器，E类功率放大器包括上述的补偿电路。

如图1所示，E类功率放大器还包括晶体管Q、输出电容Cout、漏极偏置电源Vdd、栅极偏置电源Vgg、输入电压Vin、负载电阻R0、串联滤波电容C0以及串联滤波电感L0，晶体管Q包括输出电容Cout，输出电容Cout连接于晶体管Q的漏极和晶体管Q的源极之间。

晶体管Q的漏极与串联滤波电感L0的第一端连接，晶体管Q的栅极与输入电压Vin的正极连接，晶体管Q的源极与负载电阻R0的第一端和漏极偏置电源Vdd的负极连接，输入电压Vin的负极与栅极偏置电源Vgg的正极连接，串联滤波电感L0的第二端与串联滤波电容C0的第一端连接，负载电阻R0的第二端与串联滤波电容C0的第二端连接。

其中，输出电容Cout由选择的晶体管决定；漏极偏置电源Vdd和栅极偏置电源Vgg由选择晶体管的所需输出功率决定，负载电阻R0、串联滤波电容C0和串联滤波电感L0由工作频率和E类功放工作模式决定。

本实用新型实施例提供补偿电路的器件参数获取方法，包括以下步骤：

101：确定E类功率放大器的设计参数，设计参数包括E类功率放大器的理论所需电感值和电容系数，电容系数为多余的电容和理论所需电容的比值。

102：使用下述公式分别计算第一电感、第二电感和第二电容的参数：

$L_1=\frac{(1-b)L}{(1+0.5\∂)(1-a)}$

$L_2=\frac{{\mathrm{aL}}_1}{b-a}$

$C_2=\frac{a}{{\mathrm{\ω}}_0^2{L}_2}$

$a=\frac{(1-b)(1+2\∂)+(4b-1)(1+0.5\∂)}{4(1-b)(1+2\∂)+(4b-1)(1+0.5\∂)}$

其中L₁为第一电感L1的电感值，L₂为第二电感L2的电感值，C₂为第二电容C2的电容值，a为第一参数，b为第二参数，L为E类功率放大器的理论所需电感值，为电容系数，ω₀为基波的角频率。

优选的，在步骤102之前还包括步骤101-2。

101-2：预设第二参数。

具体实施中，第二参数的取值可以为大于0.25且小于1。例如，可先在b的取值范围内确定具体的数值0.5，再求解第一电感L1、第二电感L2、第二电容C2的参数。

如图2所示，本实用新型实施例提供补偿电路的等效电路图，包括补偿电路的等效电感Lnex、晶体管Q、理论所需电容C、理论所需电感L、多余的电容Cex、漏极偏置电源Vdd、栅极偏置电源Vgg、输入电压Vin、负载电阻R0、串联滤波电容C0以及串联滤波电感L0，晶体管Q包括理论所需电容C和多余的电容Cex，理论所需电容C连接于晶体管Q的漏极和晶体管Q的源极之间，多余的电容Cex连接于晶体管Q的漏极和晶体管Q的源极之间；晶体管Q的漏极与串联滤波电感L0的第一端和等效电感Lnex的第一端连接，晶体管Q的栅极与所述输入电压Vin的正极连接，所述晶体管Q的源极与所述负载电阻R0的第一端和所述漏极偏置电源Vdd的负极连接，所述输入电压Vin的负极与所述栅极偏置电源Vgg的正极连接，所述串联滤波电感L0的第二端与所述串联滤波电容C0的第一端连接，所述负载电阻R0的第二端与所述串联滤波电容C0的第二端连接，等效电感Lnex的第二端与漏极偏置电源Vdd的正极连接。补偿电路的输入阻抗可用以下公式表示：

其中，Z(ω)为补偿电路的输入阻抗，L₁为图2中第一电感L1的电感值，L₂为图2中第二电感L2的电感值，C₂为图2中第二电容C2的电容值，ω为工作角频率， ${\mathrm{\ω}}_{01}=1/\sqrt{(L_1+L_2)},{\mathrm{\ω}}_{02}=1/\sqrt{L_2{C}_2}.$

补偿电路的基波输入阻抗X(ω₀)和二次谐波阻抗X(2ω₀)可用以下公式表示：

$a=\frac{(1-b)(1+2\∂)+(4b-1)(1+0.5\∂)}{4(1-b)(1+2\∂)+(4b-1)(1+0.5\∂)}$

其中，ω₀和2ω₀分别为基波和二次谐波的角频率，第一参数a为第二参数b为电容系数为

将补偿电路等效为等效电感Lnex，并将上述公式联立，即可得到第一电感L1，第二电感L2，第二电容C2的参数取值公式。

如图3所示，本实用新型实施例提供补偿电路的完整的电路原理图，其包含输入电容Cblock；由第一电容C1和第三电感L3构成的输入匹配电路；由栅极电感Lg、栅极旁路电容Cbypass1和栅极电阻R构成的栅极直流偏置电路；由第一电感L1、第二电感L2和第二电容C2构成的补偿电路，同时此补偿电路和漏极电容Cbypass2共同构成漏极直流偏置电路；由电感L0和电容C0构成的基波滤波器；由第三电容C3和第四电感L4组成的输出匹配电路。

具体实施中，晶体管Q可选用型号为MRF21010的10W的LDMOS晶体管。当设计的E类功率放大器的指标为：工作频率为433MHz，漏极偏置电压为20V，输出功率为10W，晶体管内部的输出电容Cout为10pF。由此，计算得到多余的电容Cex为5.389pF，电容系数为1.169。取第二参数b的值等于0.5，计算得出补偿电路的参数如下：第一电感L1为7.65nH，第二电感L2为28.4nH，第二电容C2为1.874pF。

如图4所示，在ADS软件中对此补偿电路的功能进行仿真的晶体管漏极的电压和电流波形。可以很清楚地看出，在时域上，电压和电流波形几乎没有重叠，即设计的E类功率放大器的效率接近100％。

综上所述，本实用新型实施例通过包括连接晶体管漏接和漏极偏置电源的第一电感；与第一电感并联连接，并连接于晶体管漏极和第二电容之间的第二电感；连接于第二电感和漏极偏置电源之间的第二电容，使用分立元件实现补偿电路，因此，在频率较低时减小了补偿电路中的微带尺寸。

上述本实用新型实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例的全部或部分步骤可以通过硬件来完成，也可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅为本实用新型的较佳实施例，并不用以限制本实用新型，凡在本实用新型的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (5)

1.一种补偿电路，其特征在于，包括：

连接晶体管漏接和漏极偏置电源的第一电感；

与所述第一电感并联连接，并连接于所述晶体管漏极和第二电容之间的第二电感；

连接于所述第二电感和所述漏极偏置电源之间的所述第二电容。

2.如权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述补偿电路适用于并联型的E类功率放大器。

3.如权利要求1所述的补偿电路，其特征在于，所述第一电感、所述第二电感和所述第二电容组成的补偿电路等效于基波和二次谐波并联电感。

4.一种E类功率放大器，其特征在于，所述E类功率放大器包括如权利要求1至3任一项所述的补偿电路。

5.如权利要求4所述的E类功率放大器，其特征在于，所述E类功率放大器还包括晶体管、输出电容、漏极偏置电源、栅极偏置电源、输入电压、负载电阻、串联滤波电容以及串联滤波电感，所述晶体管包括输出电容，所述输出电容连接于所述晶体管的漏极和所述晶体管的源极之间；

所述晶体管的漏极与所述串联滤波电感的第一端连接，所述晶体管的栅极与所述输入电压的正极连接，所述晶体管的源极与所述负载电阻的第一端和所述漏极偏置电源的负极连接，所述输入电压的负极与所述栅极偏置电源的正极连接，所述串联滤波电感的第二端与所述串联滤波电容的第一端连接，所述负载电阻的第二端与所述串联滤波电容的第二端连接。