CN204794933U - 发射极开关的bjt电路、bjt基极电流过驱动电路和电源转换器控制电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及过驱动发射极开关的双极性结型晶体管的基极电流的方法和相应电路。一种发射极开关的双极性晶体管电路包括：具有联接至输出端子的集电极的双极性结型晶体管BJT、联接至BJT的发射极的金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET、联接至BJT的基极的偏置电压电源、联接至BJT的基极的缓冲器、和比较器。比较器包括联接至BJT的集电极的第一输入端、联接至基准电压的第二输入端、和联接至缓冲器的输入端的输出端。比较器配置成，在比较器的第一输入端接收BJT的集电极电压、将所接收的集电极电压与基准电压比较、以及使缓冲器向BJT的基极注入电流脉冲直到集电极电压小于基准电压，基准电压指示BJT基本上饱和。

Description

发射极开关的BJT电路、BJT基极电流过驱动电路和电源转换器控制电路

相关申请的交叉引用

本申请要求2013年12月6日递交的美国临时申请No.61/913,070的权益。上述申请的全部公开内容通过引用并入文中。

技术领域

本公开涉及发射极开关的双极性晶体管电路、双极性结型晶体管基极电流过驱动电路和电源转换器控制电路。

背景技术

本部分提供了涉及本公开的背景信息，这些信息不一定是现有技术。

图1示出了现有技术的发射极开关的双极性晶体管。这种电路布置与金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)相比可以具有更高的开关速度，具有用于高电压应用的更低的饱和电压，且成本可以更低。其可以用在电源充电器或适配器中。低电压的MOSFETQ2通过高频PWM控制信号控制，并接通或关断流经双极性结型晶体管(BipolarJunctionTransistor，BJT)Q1的发射极的电流。BJT通过适合于基于设备的增益特性的导通操作状态的固定的基极驱动来驱动。

在施加基极电流之后，开关BJT可能需要很长时间使集电极电压降低，由于在BJT仍然在线性模式时集电极电流开始建立，这可能导致更高的接通损耗。大的基极电流过驱动可以用于接通BJT并使其快速饱和以增强接通性能。

图2示出了现有技术的发射极开关的双极性晶体管，该双极性晶体管具有联接到BJTQ1的基极的电容器C1。当BJT以高于将其保持在饱和状态所需的基极电流被驱动时，过量的基极驱动能量存储在基极区域中，其可以引起更慢的关断和过驱动产生的能量损耗。在工作中，当控制MOSFETQ2关断时，BJTQ1的发射极电流被快速关断，且集电极电流从基极转移出来，直到所有的存储电荷被移除。电容器C1可以用于恢复存储电荷并以再生方式使用。从基极流出的集电极电流在反方向上对电容器C1充电。因此，在关断后，电容器C1上的电压可以高于偏置电压电源V1。在下一个接通时刻，基极电流脉冲可以通过经电阻器R1存储在电容器C1的能量被传送。齐纳二极管Z1可以用于限制电容器C1上的电压。

图3示出了现有技术的发射极开关的双极性晶体管，该双极性晶体管具有提供成比例的基极驱动电流的电流变换器TX1。通过从基极转移出集电极电流而返回的储存能量用于将电容器C1充电至所需电压电平。电压电平可以根据在基极区域中存储的能量、参数变化和电容器C1的值而变化。电压可以通过齐纳二极管ZD1限制，该齐纳二极管ZD1可以在超过其击穿电压时消散剩余能量。

上面现有技术的每一电路需要电容器存储元件并因此不能实施在集成电路中。

图4示出了现有技术的具有发射极开关的双极性晶体管的电源转换器。该电源转换器是具有位于DC(直流电)输入端的低侧的控制开关的典型的降压转换器。偏置电压电源V1是高电压输入的DC源。发射极开关的双极性晶体管包括开关Q1和开关Q2。二极管D1是续流二极管。电感器L1是降压输出电感器。电容器C1是滤波电容器。还示出了多种寄生电容：C2是控制MOSFET的(Q2的)漏极到源极电容；C3是BJT的(Q1的)集电极-发射极电容；C4是电感器L1的绕组间并联电容；C5是续流二极管的体电容；C6表示从集电极返回的任意寄生电容。

实用新型内容

该部分提供本公开的总体概述且不是其全部范围或其所有特征的全面公开。

如上所述，在施加基极电流之后，开关BJT可能需要很长时间使集电极电压降低，由于在BJT仍然在线性模式时集电极电流开始建立，这可能导致更高的接通损耗。已知的是，大的基极电流过驱动可以用于接通BJT并使其快速饱和以增强接通性能。然而，这些过驱动电路需要电容器存储元件并因此不能实施在集成电路中。另外，当BJT以高于将其保持在饱和状态所需的基极电流被驱动时，过量的基极驱动能量存储在基极区域中，其可以引起更慢的关断和过驱动产生的能量损耗。

根据本公开的一个方面，公开了过驱动发射极开关的双极性结型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)的基极电流的方法。所述BJT包括基极、集电极和发射极。该方法包括：向BJT的基极供给电流，监控集电极电压，以及响应于所监控的集电极电压降低至阈值电压而降低所供给的电流，该阈值电压指示BJT基本上饱和。

根据本公开的另一方面，公开了过驱动发射极开关的双极性结型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)的基极电流的方法。该BJT包括基极、集电极和发射极。该方法包括：向所述BJT的基极供给第一电流，以及，仅在固定的时间段内，向所述BJT的基极供给第二电流。

根据本公开的另一方面，发射极开关的双极性晶体管电路包括：具有联接至输出端子的集电极的双极性结型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)、联接至所述BJT的发射极的金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)、联接至所述BJT的基极的偏置电压电源、联接至所述BJT的基极的缓冲器、和比较器。所述比较器包括联接至所述BJT的集电极的第一输入端、联接至基准电压的第二输入端、和联接至所述缓冲器的输入端的输出端。所述比较器配置成，在所述比较器的第一输入端接收所述BJT的集电极电压、将所接收的集电极电压与基准电压比较、以及使缓冲器向所述BJT的基极注入电流脉冲直到集电极电压小于基准电压，所述基准电压指示BJT基本上饱和。

根据本公开的另一方面，BJT基极电流过驱动电路包括：具有联接至输出端子的集电极的双极性结型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)、联接至所述BJT的发射极的金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)、联接至所述BJT的基极的偏置电压电源、和缓冲器。所述缓冲器包括：联接至所述BJT的集电极和偏置电压电源的输入端、和联接至所述BJT的基极的输出端。所述缓冲器配置成，向所述BJT的基极注入电流脉冲直到所述BJT的集电极电压小于缓冲器的阈值电压，所述阈值电压指示所述BJT基本上饱和。

根据本公开的另一方面，电源转换器控制电路包括：具有基极、集电极和发射极的双极性结型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)。所述电源转换器控制电路还包括：联接至所述发射极的金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)、联接至所述基极的偏置电压电源、联接至所述基极的缓冲器、和联接至所述MOSFET的栅极的控制器。所述控制器配置成，施加脉冲宽度调制(pulsewidthmodulated，PWM)信号以控制所述MOSFET。所述电源转换器控制电路还包括在所述控制器和所述缓冲器的输入端之间联接的定时器元件。定时器元件配置成，响应于接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号，而使所述缓冲器在固定的时间段内向所述基极注入电流脉冲。选择所述固定的时间段，使得所述电流脉冲将基本上使所述BJT饱和。

概念1、一种双极性结型晶体管BJT基极电流过驱动电路，包括：

所述BJT，所述BJT具有联接至输出端子的集电极；

金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述MOSFET联接至所述BJT的发射极；

联接至所述BJT的基极的偏置电压电源；和

缓冲器，所述缓冲器包括联接至所述BJT的所述集电极和所述偏置电压电源的输入端、和联接至所述BJT的所述基极的输出端，所述缓冲器配置成，向所述BJT的所述基极注入电流脉冲直到所述BJT的集电极电压小于所述缓冲器的阈值电压，所述阈值电压指示所述BJT基本上饱和。

概念2、根据概念1所述的BJT基极电流过驱动电路，其中，所述缓冲器的所述阈值电压小于所述BJT的饱和电压。

概念3、根据概念1和2中任一项所述的BJT基极电流过驱动电路，还包括联接在所述BJT的所述基极和所述偏置电压电源之间的二极管，以在所述BJT关断后允许所储存的能量从所述BJT的所述基极返回至所述偏置电压电源。

概念4、根据概念1至3中任一项所述的BJT基极电流过驱动电路，还包括联接至所述MOSFET的栅极的控制器，所述控制器配置成，施加脉冲宽度调制PWM信号以控制所述MOSFET。

概念5、根据概念1至4中任一项所述的BJT基极电流过驱动电路，还包括反馈二极管，所述反馈二极管联接在所述BJT的所述集电极和所述缓冲器的所述输入端之间。

概念6、一种电源转换器控制电路，包括：

双极性结型晶体管BJT，所述BJT具有基极、集电极和发射极；

金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述MOSFET联接至所述发射极；

联接至所述基极的偏置电压电源；

联接至所述基极的缓冲器；

控制器，所述控制器联接至所述MOSFET的栅极，所述控制器配置成，施加脉冲宽度调制PWM信号以控制所述MOSFET；和

定时器元件，所述定时器元件联接在所述控制器和所述缓冲器的输入端之间，所述定时器元件配置成，响应于接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号，而使所述缓冲器在固定的时间段内向所述基极注入电流脉冲，所述固定的时间段被选择成使得所述电流脉冲将使所述BJT基本上饱和。

概念7、根据概念6所述的电源转换器控制电路，其中，所述定时器元件包括电容器，所述电容器配置成，在接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号后，在近似等于所述固定的时间段的时间内充电。

概念8、根据概念6和7中任一项所述的电源转换器控制电路，还包括缓冲器定时控制开关，所述缓冲器定时控制开关联接至所述缓冲器的所述输入端，其中，所述定时器元件包括联接至所述缓冲器定时控制开关的栅极的固定的数字延迟元件，所述固定的数字延迟元件配置成，操作所述开关，以在接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号后，使所述缓冲器在所述固定的时间段内向所述基极注入电流脉冲。

概念9、根据概念6至8中任一项所述的电源转换器控制电路，还包括在所述基极和所述偏置电压电源之间联接的二极管，以在所述BJT关断后允许所储存的能量从所述BJT的所述基极返回至所述偏置电压电源。

本文公开的这些方面和其它方面可以提供一个或多个优点，例如，将基极电流过驱动实施为集成电路，增加在关断期间从BJT的基极回收存储的能量用于再生用途，提供受控制的过驱动电流用于快速接通，基于BJT特性(如增益和温度)将过驱动水平适配于合适的持续时间，和/或提供峰值基极电流的精确量持续仅使BJT基本上饱和所必要的时间量。

根据本文中提供的描述，其它方面和适用范围将变得明显。应当理解，本公开的各个方面可以单独地或与一个或多个其它方面结合地实现。还应当注意，本文中的描述和特定示例仅用于说明的目的且不意图限制本公开的范围。

附图说明

本文中描述的附图仅用于说明选择的实施方式而不是所有可行的实施方式，并不意图限制本公开的范围。

图1为现有技术的发射极开关的双极性晶体管电路的框图。

图2为现有技术的发射极开关的双极性晶体管电路的框图，该电路具有用于从BJT回收能量的电容器。

图3为现有技术的发射极开关的双极性晶体管电路的框图，该电路具有向BJT供给成比例的基极驱动电流的电流变换器。

图4为现有技术的使用发射极开关的双极性晶体管电路的电源转换器的框图。

图5为用于实施根据本公开的一方面的方法的示例性电路。

图6A至图6C为在工作期间BJT的各种电压和电流的示例性分解波形。

图7A至图7C示出图6A至图6C的波形的单个周期。

图8为根据本公开的一方面的具有提供成比例的基极驱动电流的电流变换器的示例性电路。

图9为根据本公开的一方面的具有直接联接至缓冲器的输入端的集电极电压的示例性电路。

图10为根据本公开的一方面的使用发射极开关的双极性晶体管电路的电源转换器的框图。

图11为根据本公开的一方面的使用具有固定数字延迟元件的发射极开关的双极性晶体管电路的电源转换器的框图。

在附图的多个视图中，相应的附图标记表示相应的部件。

具体实施方式

现将参照附图更全面地描述示例性实施方式。

提供示例性实施方式使得本公开将是彻底的且将范围充分地传达至本领域的技术人员。对大量的具体细节(诸如特定部件、设备和方法的示例)进行阐述，以提供对本公开的实施方式的彻底的了解。显然，对于本领域的技术人员而言，不需要采用特定细节，示例性实施方式可以体现为许多不同的形式且不应该解释为限制本公开的范围。在一些示例性实施方式中，对公知的过程、公知的设备结构和公知的技术不进行详细描述。本文中所使用的术语仅用于描述特定示例性实施方式且不意图进行限制。如本文中所使用的单数形式“一”和“所述”也可以包括复数形式，除非上下文另有明确说明。术语“包括”、“包含”和“具有”是包含性的且因此指定所述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件的存在，但不排除存在或附加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、部件、和/或其组合。本文中描述的方法步骤、过程和操作不应解释为必须要求它们以所讨论或说明的特定顺序执行，除非特别指出了执行顺序。还应当理解，可以使用额外的或替选的步骤。

尽管术语“第一”、“第二”、“第三”等在本文中可以用于描述各种元件、部件、区域、层和/或部分，但是这些元件、部件、区域、层和/或部分不应受限于这些术语。这些术语可以仅用于将一个元件、部件、区域、层或部分与另一个区域、层或部分区分开。术语(诸如，“第一”、“第二”和其它数字术语)当在本文中使用时不暗示次序或顺序，除非上下文另有明确说明。因此，在不脱离示例性实施方式的教导的情况下，下文所讨论的第一元件、第一部件、第一区域、第一层或第一部分可以称为第二元件、第二部件、第二区域、第二层或第二部分。

为了便于说明，空间相对术语，诸如“内部”、“外部”、“下方”、“下面”、“下部”、“上方”、“上部”等在本文中可以用于描述如图中所示的一个元件或特征与其它元件或特征的关系。空间相对术语可以用于包括所使用的设备或操作的除了图中示出的方向之外的不同的方向。例如，如果图中的设备被翻转，则描述为在其它元件或特征“下面”或“下方”的元件将被取向为在其它元件或特征的“上方”。因此，示例性术语“下面”可以包括上方和下方两种取向。该设备可以被另外地取向(旋转90度或在其它方向上)且本文中所使用的空间相对描述符可以被相应地解释。

根据本公开的一个方面，提供了过驱动发射极开关的双极性结型晶体管(bipolarjunctiontransistor，BJT)的基极电流的方法。BJT具有基极、集电极和发射极。该方法包括，向BJT的基极供给电流，监控集电极电压，响应于所监控的集电极电压降低至阈值电压而降低电流，该阈值电压指示BJT基本上饱和。

在一些实施方式中，可以仅从一个源(例如，偏置电压电源、缓冲器、电流源、成比例的电流变换器等)向BJT的基极提供电流。可以在检测到集电极电压已达到阈值电压时降低电流。阈值电压可以被选择为指示一旦集电极电压达到阈值电压则BJT已基本上饱和。例如，阈值电压可以是BJT的饱和电压。在其它实施方式中，第一电流和第二电流可以供给至BJT的基极。第一电流和第二电流可以通过不同的源(例如，偏置电压电源和缓冲器)供给。第二电流可以响应于所监控的集电极电压降低至阈值电压而关断。

可以供给第一电流以使BJT工作在正常的导通操作状态下，且第一电流的值可以基于BJT的增益特性来选择。只要BJT工作在导通状态下(例如，只要BJT的发射极的开关被接通，以允许电流在BJT的发射极处流动，等等)，就可以供给第一电流。一旦BJT回到关断状态(例如，BJT发射极的开关被关断，以阻止电流在BJT的发射极处流动等)，第一电流就被关断。

第一电流可以是固定电流。该固定电流可以通过偏置电压电源提供。可以选择设计参数，以设置该固定电流的值为所需值，以用于BJT在导通操作状态期间的所需操作。例如，在偏压电源和BJT的基极之间可以连接电阻器。电阻器的值可以选择以在导通操作状态期间向BJT的基极提供所需的固定电流值。

第一电流可以与通过集电极的电流成比例。第一电流可以是与通过集电极的电流成比例的，以补偿工作期间集电极电流的变化，其可以在更低的集电极电流下降低过量的基极电流并提高效率。集电极电流反馈可以用于调整用于驱动BJT基极的第一电流的值。例如，对于产生低的集电极电流的较低负荷，第一电流可以更低，以向BJT提供更低的基极驱动。对于产生较高的集电极电流的更大的负荷，第一电流可以更高，以向BJT提供更高的基极驱动。在一些实施方式中，电流变换器可以联接至BJT的集电极，以产生成比例的第一电流。电流变换器的初级绕组可以与BJT的集电极串联，以及，电流变换器的次级绕组可以联接至BJT的基极。集电极电流与基极电流的电流增益比可以基于在BJT导通操作状态期间所需的基极驱动和BJT的设备特性而被选择。电流变换器的匝比可以被设置以匹配BJT最坏情况下的增益。在一些实施方式中，集电极电流与基极电流的电流增益比可以大约为5:1。

第二电流可以是注入到BJT的基极的电流以过驱动基极电流，从而使BJT快速饱和。可以选择第二电流的值，以提供足以使BJT快速饱和的峰值电流。更高的基极电流电平可以创建更快的BJT饱和，但是优选地基极电流不超过BJT允许的最大基极电流。一旦BJT基本上饱和，就可以关断第二电流。第二电流可以在仍然供给第一电流时关断。因此，第二电流可以用于在BJT基本上饱和之前的时间段注入峰值电流，之后第二电流可以在仍然供给第一电流时关断，以在BJT基本上已经被第二电流饱和后，提供用于BJT的导通操作状态的正常基极驱动电流。

可以使用接收偏置电压电源的缓冲器供给第二电流。用于缓冲器的偏置电压电源可以是与用于提供第一电流相同的偏置电压电源。可以选择设计参数以将第二电流的值设置在使BJT快速饱和所需的水平。例如，可以在BJT基极和联接至偏置电压电源的缓冲器之间连接电阻器。可以选择电阻器值，以向BJT基极提供使BJT快速饱和所需的第二电流电平。

可以通过将集电极联接至比较器、缓冲器等来监控集电极电压。第二电流可以响应于所监控的集电极电压降低至指示BJT基本上饱和的阈值电压而关断。当BJT第一次接通时，由于集电极和其它电路元件之间的联接，集电极电压可以为高电压。一旦电流开始流经集电极，集电极电压可以降低。一旦电压降低至阈值电压，第二电流可以关断。阈值电压可以被选择为指示BJT基本上饱和。一旦电压降低至阈值电压，BJT将基本上饱和。例如，阈值电压可以近似等于BJT的饱和电压。

所监控的集电极电压可以与基准电压比较。比较器可以用于比较所监控的电压和基准电压。基准电压可以由偏置电压电源生成，且可以使用联接至偏置电压电源的分压器产生。基准电压可以基本上与阈值电压类似，且可以基本上与BJT的饱和电压类似。例如，分压器可以设计为向比较器输出基本上等于BJT的饱和电压的基准电压。集电极电压也可以联接至比较器以用于监控。比较器可以配置成向缓冲器输出控制信号，以在集电极电压高于基准电压时供给第二电流，且一旦集电极电压降低至基准电压，则关断第二电流。因此，可以提供第二电流直至集电极电压降至低于BJT的饱和电压，在该点，因为BJT可以基本上饱和而可以关断第二电流。

在其它实施方式中，集电极电压可以直接联接至缓冲器等，该缓冲器等具有近似等于BJT的饱和电压的阈值电压。缓冲器可以配置成，在集电极电压高于阈值电压时供给第二电流。一旦集电极电压降低至阈值电压，则缓冲器将关断第二电流。因此，缓冲器将供给第二电流直至集电极电压降低至阈值电压，在该点，因为BJT可以基本上饱和而可以关断第二电流。

根据上述的示例性方法，第二电流可以调节成使得只要需要其就可以被供给直至BJT基本上饱和。一旦BJT基本上饱和，第二电流就可以关断，以避免过驱动BJT的基极而超出BJT基本上饱和所需。

该方法还可以包括，在BJT关断之后从BJT的基极回收能量。当BJT关断时，由于集电极的过量电流，可以在基极产生电流。该过量的电流可以返回至偏置电压电源以在BJT关断之后从BJT回收能量。例如，可以在BJT的基极和偏置电压电源之间联接二极管，以回收在BJT关断时产生的过量电流。

根据本公开的另一方面，提供了过驱动发射极开关的BJT的基极电流的方法。BJT具有基极、集电极和发射极。该方法包括，向BJT的基极供给第一电流，以及仅在固定的时间段内向BJT的基极供给第二电流。

可以供给第一电流以使BJT工作在正常的导通操作状态下。第二电流可以是注入至BJT基极的电流，以过驱动基极电流，从而使BJT快速饱和。第二电流可以具有固定振幅和/或持续时间。可以选择固定振幅和/或持续时间，使得当第二电流仅在固定的时间段注入时，第二电流足以使BJT基本上饱和。可以使用设计参数选择固定的时间段，以提供足以使BJT快速饱和的电流。例如，可以选择固定的时间段，使得在第二电流已经供给了固定的时间段之后，BJT基本上饱和。可以使用实验、计算等选择固定的时间段。

定时器元件可以用于在固定的时间段内供给第二电流。定时器元件可以是充电时间基本上类似于固定的时间段的电容器电路。因此，第二电流可以在固定的时间段供给，直至电容器充电完成。一旦电容器被充电，其可以用信号通知缓冲器关断第二电流。固定数字延迟可以用于设置固定的时间段的持续时间。例如，数字延迟可以接收BJT接通的信号。数字延迟可以向缓冲器输出向BJT的基极提供第二电流的信号。一旦固定的时间段结束，数字延迟可以用信号通知缓冲器关断第二电流。

应当理解，在不脱离本公开的范围的情况下，上述示例性方法的任何特征可以与上述示例性方法的任何其它特征一起使用。

现将参考图5至图11描述用于实施这些方法的一些示例性电路。然而，应当理解，这些方法并不限制于以下描述的示例性电路，且这些示例性电路可以用于实施除了上述方法之外的其它方法或取代上述方法而实施其它方法。

图5示出了用于实施本公开的一个或多个示例性方法的示例性电路实施方式。在该示例性实施方式中，在发射极开关的双极性晶体管(emitterswitchedbipolartransistor，ESBT)配置中，BJTQ1的发射极可以联接至金属氧化物半导体场效应晶体管(metaloxidesemiconductorfieldeffecttransistor，MOSFET)Q2。MOSFETQ2可以通过借助电阻器R4施加控制脉冲宽度调制(pulsewidthmodulated，PWM)而接通。在MOSFETQ2接通之前，BJTQ1可以具有高的集电极电压。BJTQ1的集电极电压可以是联接至BJT的集电极的外部电路的高电压。

比较器X1可以通过二极管D2联接至BJTQ1的集电极。比较器X1可以配置成监控BJTQ1的集电极电压并将其与固定的基准电压比较。固定的基准电压可以使用电阻器R2和电阻器R3设置。固定的基准电压可以近似等于所需的BJT饱和电压。一些BJT具有低于约2V到3V的饱和电压。在MOSFETQ2接通之前，集电极电压可以为高且二极管D2可以被反向偏置。这可以引起比较器X1的非反相引脚处的电压高于联接至比较器X1的反相引脚的固定的基准电压。因此，比较器X1的输出在接通MOSFETQ2之前可以为高。

比较器X1的输出端可以联接至缓冲器U1。缓冲器U1可以用于提供驱动能力，以向BJTQ1的基极供给第二电流。当MOSFETQ2接通时，缓冲器U1可以将第二电流注入BJTQ1的基极。若偏置电压电源固定，则电阻器R7的值可以确定第二电流的峰值振幅。可以在与通过偏置电压电源V1和电阻器R1供给第一电流的同时将第二电流供给至BJTQ1的基极。若偏置电压电源固定，则第一电流的值可以通过电阻器R1的值确定。

第二电流可以引起BJTQ1饱和并引起集电极电压快速降低。当集电极电压降低至阈值电压，二极管D2可以变成正向偏置并将比较器X1的非反相引脚拉至低于联接至比较器X1的反相引脚的基准电压。比较器X1的输出可以变低，引起缓冲器U1关断第二电流。因此，第二电流仅可以基于集电极电压的感测在BJTQ1实现动态饱和之前被施加。在BJTQ1变成饱和且第二电流关断后，第一电流可以为BJTQ1工作在导通状态下而保持。甚至在BJT增益变化、温度变化等的情况下，该示例性电路实施方式可以提供一致的BJT饱和度和/或集电极电压下降时间。

当PWM控制驱动信号变低，MOSFETQ2可以被快速关断，且Q1的发射极电流也可以被非常快地关断。额外的基极驱动电流可以通过从基极转移出集电极电流来移除。反向基极电流可以通过二极管D1流回偏置电压电源V1。若二极管D1具有低的正向压降，可能损失最小能量，且来自BJTQ1的大部分存储的能量可以通过将其返回至偏置电压电源V1来回收。

图6A至图6C示出了图5中所示的示例性电路实施方式中，在示例性电路的多个工作周期内的多个电流和电压的分解波形。图6A示出了BJTQ1的基极电流(IB)。图6B示出了BJTQ1的集电极电压(VC)。图6C示出了BJTQ1的集电极电流(IC)。如图6A至图6C所示，集电极电压VC可以在接通BJTQ1之前振荡。在接通BJTQ1之前，基极电流IB和集电极电流IC可以大约为零。在BJTQ1接通之后，基极电流IB被注入到基极(例如，图6B中的IB1)。在该点处，IB可以由提供给BJTQ1的基极的第一电流和第二电流的组合组成。该注入的基极电流IB的峰值可能是由于通过缓冲器U1供给的第二电流而过驱动BJTQ1。峰值基极电流IB引起集电极电压VC快速降低。一旦集电极电压VC降低至饱和阈值，则第二电流可以关断，且IB可以降低回至仅第一供给电流的水平(例如，图6B中的IB2)。因此，可以仅在集电极电压降低至饱和阈值之前向BJTQ1的基极供给第二电流。当BJTQ1保持在正常的导通操作状态下时，集电极电流IC可以增大。

当BJTQ1关断时，可以产生反向基极电流IB(例如，图6B中的IB3)。反向基极-集电极电流IB可以具有与在BJTQ1关断时集电极电流IC的振幅近似相同的振幅。反向基极-集电极电流IB可以返回至偏置电压电源V1。在BJT开关Q1关断后，集电极电压VC可以恢复至高电压，且集电极电流IC和基极电流IB可以大约恢复至零。该周期可以以基于BJTQ1的接通的频率而连续重复。

图7A至图7C示出了图6A至图6C的波形的单个周期。图7A至图7C更清楚地示出了在BJTQ1接通时，仅在集电极电压VC降低至饱和阈值之前，可以向BJT的基极供给峰值基极电流IB(例如，图7B中的IB1)。峰值基极电流IB可以包括在该时间段的第一电流和第二电流。一旦集电极电压VC降低至阈值，则第二电流可以关断，且基极电流IB可以降低至仅第一电流值(例如，图7B中的IB2)。当BJTQ1关断时，基极电流IB可以具有反向基极电流，其近似等于集电极电流IC(例如，图7C中的IB3)。该反向基极电流可以被返回至偏置电压电源V1，以回收能量。

图8示出了用于实施本公开的一个或多个示例性方法的另一示例性电路实施方式。如图8所示，第一电流可以与集电极的电流成比例。在该示例性实施方式中，第一电流通过电流变换器TX1提供，该电流变换器TX1联接至BJTQ1的集电极。当BJTQ1接通时，电流可以在BJT的集电极处流动。电流变换器TX1的初级绕组P1可以使用在BJTQ1的集电极处流动的电流以在次级绕组S1处产生第一电流。该第一电流可以通过二极管D2提供给BJTQ1的基极。

第二电流可以通过缓冲器U1以类似于图5的电路的方式供给至BJTQ1的基极。特别是，通过缓冲器U1提供给BJTQ1的基极的第二电流的任意量可以导致附加的集电极电流，其可以通过电流变换器TX1的次级绕组产生增加的第一电流。可以选择电阻器R7的值，以补偿由于第二电流脉冲而增加的第一电流值。

当使用PWM控制信号关断控制MOSFETQ2时，BJTQ1的集电极电流可以从基极转移出来，且存储的能量可以通过二极管D3返回至偏置电压电源V1。返回至偏置电压电源V1的再生能量可以高于通过偏置电压电源所供给的能量，以产生第二电流。这可以增加偏置电压电源电平。然而，许多电路可以具有过高的偏置电压电源V1。若必要，齐纳二极管钳位可以放置偏置电压电源V1中。

图9示出了用于实施本公开的一个或多个示例性方法的另一示例性电路实施方式。如图9所示，集电极电压可以通过二极管D2联接至缓冲器U1的输入端。缓冲器U1可以是逻辑门。偏置电压电源可以高于缓冲器U1的阈值电压。当缓冲器U1的输入使用连接至偏置电压电源V1的电阻器R3被拉高时，缓冲器的输出可以在BJTQ1接通、BJTQ1的集电极电压为高且二极管D2反向偏置时变高。当BJTQ1的集电极电压降低至饱和阈值，则二极管D2可以变为正向偏置并引起缓冲器U1的输入下降至低于其阈值电压。这可以关断第二电流。阈值电压可以近似等于所需的BJTQ1的饱和电压。一些标准的3.3V或5V的逻辑门可以具有与BJT的饱和电压阈值相比低的阈值。

图10示出了用于实施本公开的一个或多个示例性方法的另一示例性电路实施方式。如图10所示，示例性电路可以是电源转换器，该电源转换器配置成工作在连续电流模式(continuouscurrentmode，CCM)、非连续电流模式(discontinuouscurrentmode，DCM)、边界电流模式(boundarycurrentmode，BCM)等模式下。在CCM模式下，流经电感器L1的电流在开关周期的任意点期间永远不会降低至零。在DCM模式下，流经电感器L1的电流可以降低至零，且在开关周期的多个时段内保持为零。在BCM模式下，流经电感器L1的电流可以降低至零，但是不能在零处保持，而是在达到零之后立即增大。

在该示例性电路中，可以通过偏置电压电源V2向BJTQ1的基极供给第一电流。第二电流可以通过缓冲器U2在固定的时间段内供给。固定的时间段可以预定为足以使BJTQ1变成基本上饱和的时间段。固定的时间段可以基于实验、计算等。当控制驱动V3使MOSFETQ2接通时，其也可以将高的输入信号通过电容器C7施加到缓冲器U2上。这可以使缓冲器基于电阻器R4的值向BJTQ1的基极输出第二电流。在固定的时间段期间，电容器C7可以充电，使得缓冲器输入可以下降至低于缓冲器U2的输入阈值。这可以使缓冲器U2关断第二电流。在第二电流关断后，第一电流可以继续供给至BJTQ1的基极。可以通过调整电阻器R5、电阻器R6和电容器C7的参数值选择所需的固定的时间段。

图11示出了用于实施本公开的一个或多个示例性方法的另一示例性电路实施方式。可以以与图10中的示例性电路类似的方式，向BJTQ1的基极提供第一电流和第二电流。在该示例性电路中，固定的时间段可以通过固定的数字延迟元件确定。当控制驱动信号V3使MOSFETQ2接通时，缓冲器U2可以向BJTQ1的基极提供第二电流，这是因为由于通过电阻器R5联接至偏置电压电源V2，缓冲器U2的输入可以为高。一旦固定的时间量已过，固定的数字延迟元件可以开关MOSFETQ3以拉低缓冲器U2的输入，从而关断第二电流。

多个示例性方法和电路实施方式可以用在任何合适的应用中，例如，使用共源共栅开关(例如，发射极开关的双极性晶体管)的高电压输入电源转换器、低功率适配器、充电器、偏置转换器、三相输入反激转换器等。

多个示例性方法和电路实施方式可以提供一个或多个优点，例如，使用有源设备消除对电容器的使用，将电路实施为集成电路，增加在关断期间从BJT的基极回收存储的能量用于再生用途，提供受控制的过驱动电流用于快速接通，基于BJT特性(如增益和温度)将过驱动水平适配于合适的持续时间，和/或提供峰值基极电流的精确量持续仅使BJT基本上饱和所必要的时间量。

出于说明和描述目的，已提供了实施方式的以上描述。目的并不是详尽的或限制本公开。特定的实施方式的各个元件或特征通常不局限于该特定的实施方式，而是在适用的情况下，可以互换且可以用在选择的实施方式中，即使没有特定地示出或描述。其也可以以多种方式进行变化。这样的变化不被认为是脱离本公开，且所有这样的改动意在包括在本公开的范围内。

Claims (16)

1.一种发射极开关的双极性晶体管电路，包括：

双极性结型晶体管BJT，所述BJT具有联接至输出端子的集电极；

金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述MOSFET联接至所述BJT的发射极；

联接至所述BJT的基极的偏置电压电源；

联接至所述BJT的所述基极的缓冲器；和

比较器，所述比较器包括联接至所述BJT的所述集电极的第一输入端、联接至基准电压的第二输入端、和联接至所述缓冲器的输入端的输出端，所述比较器配置成，在所述比较器的所述第一输入端接收所述BJT的集电极电压、将所接收的集电极电压与所述基准电压比较、以及使所述缓冲器向所述BJT的所述基极注入电流脉冲直到所述集电极电压小于所述基准电压，所述基准电压指示所述BJT基本上饱和。

2.根据权利要求1所述的发射极开关的双极性晶体管电路，还包括在所述BJT的所述基极和所述偏置电压电源之间联接的二极管，所述二极管配置成，在所述BJT被关断后，允许所述BJT的所述基极处所储存的能量返回至所述偏置电压电源。

3.根据权利要求1所述的发射极开关的双极性晶体管电路，还包括联接至所述MOSFET的栅极的控制器，所述控制器配置成，施加脉冲宽度调制PWM信号以控制所述MOSFET。

4.根据权利要求1所述的发射极开关的双极性晶体管电路，其中，所述基准电压近似等于所述BJT的饱和电压。

5.根据权利要求1所述的发射极开关的双极性晶体管电路，还包括用于提供所述基准电压的分压器，所述分压器包括联接至所述偏置电压电源的第一节点、联接至所述比较器的所述第二输入端的第二节点、接地的第三节点、在所述第一节点和所述第二节点之间联接的第一电阻器、以及在所述第二节点和所述第三节点之间联接的第二电阻器。

6.根据权利要求1所述的发射极开关的双极性晶体管电路，还包括反馈二极管，所述反馈二极管联接在所述BJT的所述集电极和所述比较器的所述第一输入端之间。

7.根据权利要求1至6中任一项所述的发射极开关的双极性晶体管电路，还包括电流变换器，所述电流变换器具有联接在所述BJT的所述集电极和所述输出端子之间的初级绕组，所述电流变换器具有联接至所述BJT的所述基极的次级绕组，所述电流变换器配置成，向所述BJT的所述基极输出基极驱动信号，所述基极驱动信号与流经所述BJT的所述集电极的电流成比例。

8.一种双极性结型晶体管BJT基极电流过驱动电路，包括：

所述BJT，所述BJT具有联接至输出端子的集电极；

金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述MOSFET联接至所述BJT的发射极；

联接至所述BJT的基极的偏置电压电源；和

缓冲器，所述缓冲器包括联接至所述BJT的所述集电极和所述偏置电压电源的输入端、和联接至所述BJT的所述基极的输出端，所述缓冲器配置成，向所述BJT的所述基极注入电流脉冲直到所述BJT的集电极电压小于所述缓冲器的阈值电压，所述阈值电压指示所述BJT基本上饱和。

9.根据权利要求8所述的BJT基极电流过驱动电路，其中，所述缓冲器的所述阈值电压小于所述BJT的饱和电压。

10.根据权利要求8所述的BJT基极电流过驱动电路，还包括联接在所述BJT的所述基极和所述偏置电压电源之间的二极管，以在所述BJT关断后允许所储存的能量从所述BJT的所述基极返回至所述偏置电压电源。

11.根据权利要求8所述的BJT基极电流过驱动电路，还包括联接至所述MOSFET的栅极的控制器，所述控制器配置成，施加脉冲宽度调制PWM信号以控制所述MOSFET。

12.根据权利要求8至11中任一项所述的BJT基极电流过驱动电路，还包括反馈二极管，所述反馈二极管联接在所述BJT的所述集电极和所述缓冲器的所述输入端之间。

13.一种电源转换器控制电路，包括：

双极性结型晶体管BJT，所述BJT具有基极、集电极和发射极；

金属氧化物半导体场效应晶体管MOSFET，所述MOSFET联接至所述发射极；

联接至所述基极的偏置电压电源；

联接至所述基极的缓冲器；

控制器，所述控制器联接至所述MOSFET的栅极，所述控制器配置成，施加脉冲宽度调制PWM信号以控制所述MOSFET；和

定时器元件，所述定时器元件联接在所述控制器和所述缓冲器的输入端之间，所述定时器元件配置成，响应于接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号，而使所述缓冲器在固定的时间段内向所述基极注入电流脉冲，所述固定的时间段被选择成使得所述电流脉冲将使所述BJT基本上饱和。

14.根据权利要求13所述的电源转换器控制电路，其中，所述定时器元件包括电容器，所述电容器配置成，在接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号后，在近似等于所述固定的时间段的时间内充电。

15.根据权利要求13所述的电源转换器控制电路，还包括缓冲器定时控制开关，所述缓冲器定时控制开关联接至所述缓冲器的所述输入端，其中，所述定时器元件包括联接至所述缓冲器定时控制开关的栅极的固定的数字延迟元件，所述固定的数字延迟元件配置成，操作所述开关，以在接收到来自所述控制器的用于接通所述MOSFET的控制信号后，使所述缓冲器在所述固定的时间段内向所述基极注入电流脉冲。

16.根据权利要求13至15中任一项所述的电源转换器控制电路，还包括在所述基极和所述偏置电压电源之间联接的二极管，以在所述BJT关断后允许所储存的能量从所述BJT的所述基极返回至所述偏置电压电源。