CN203536337U

CN203536337U - 可控分闸时间脱扣器

Info

Publication number: CN203536337U
Application number: CN201320429979.5U
Authority: CN
Inventors: 陶琳; 鲍丽华; 王义丰
Original assignee: Eaton Corp
Current assignee: Eaton Intelligent Power Ltd
Priority date: 2013-07-18
Filing date: 2013-07-18
Publication date: 2014-04-09
Anticipated expiration: 2023-07-18

Abstract

本实用新型提供一种可控分闸时间脱扣器，包括用于调整所述可控分闸时间脱扣器的固有分闸时间的控制电路，其中，第一电压比较单元的输入正极连接一由小变大的第一动态电压，第一电压比较单元的输入负极连接一个能够由第一阈值跃变为第二阈值的跃变电压，且该跃变电压的跃变由所述第二电压比较单元的通断状态控制，第一动态电压的最小值小于第二阈值小于第一阈值小于第一动态电压的最大值,所述第一电压比较单元的输出端用于输出控制所述可控分闸脱扣器的开断的控制信号。本实用新型的控制电路稳定性、可靠性高。利用本实用新型的控制电路，可省去分闸脱扣器常用的配重块，使分闸脱扣器易于生产。

Description

可控分闸时间脱扣器

技术领域

本实用新型涉及高压开关技术领域，具体地说，本实用新型涉及一种可控分闸时间脱扣器。

背景技术

在高压开关领域，依据高压断路器的标准，高压断路器开断非周期分量的大小与断路器的分闸时间有关。在符合标准的产品技术条件规定的范围内分闸时间越长，高压断路器所需开断电力系统的非周期分量就会衰减，系统实际要求断路器开断的电流就越小，换言之当断路器的开断容量相同时，一定的分闸延时，有利于提高断路器的开断能力。

断路器的固有分闸时间由螺线管脱扣线圈的动作时间和操动机构的机械传动时间组成。传统上，通过在操动机构安装不同的配重来调节操动机构的机械传动时间，从而使得脱扣器的分闸时间可控。这种用配重机械调节分闸时间的方式具有较强的抗电磁干扰能力，因此广泛地应用于高压开关领域。然而，断路器的操动机构具有分散性，导致分闸时间对配重过于敏感，为达到所需的分闸时间，每台断路器所需要的配重各不相同。现有技术中，通常需要在出厂检验时，对每台断路器进行测试再根据每台断路器的情况，在其脱扣器中安装不同数量和不同规格的配重。这导致断路器生产过程复杂，效率低且不稳定。另一方面，配重的增加还直接增加了分闸半轴和脱扣器的负荷，可能会影响脱扣器的机械寿命，带来失效的隐患。

在低压开关领域，存在一些电子脱扣器，它们通过数字电路的控制达到短延时断路保护的目的。然而由于可靠性、使用寿命、稳定性、电磁干扰等方面的原因，这类电子脱扣器无法用于高压开关领域。

因此，当前迫切需要一种易于生产、稳定可靠的用于高压开关领域的可控分闸脱扣器的控制分闸时间的解决方案。

实用新型内容

本实用新型的目的是提供一种易于生产、稳定可靠的用于高压开关领域的可控分闸脱扣器的控制分闸时间的解决方案。

为实现上述实用新型目的，本实用新型提供了一种可控分闸时间脱扣器，包括用于调整所述可控分闸时间脱扣器的固有分闸时间的控制电路，所述控制电路包括延时电路，所述延时电路包括第一电压比较单元和第二电压比较单元；

所述第一电压比较单元的输入正极连接第一输入电路，所述第一输入电路用于在得电后提供一由小变大的第一动态电压，

所述第一电压比较单元的输入负极和所述第二电压比较单元之间连接第三电路，所述第三电路用于为所述第一电压比较单元的输入负极提供一个能够由第一阈值跃变为第二阈值的跃变电压，且该跃变电压的跃变由所述第二电压比较单元的通断状态控制，所述第一动态电压的最小值小于所述第二阈值，所述第二阈值小于所述第一阈值，所述第一阈值小于所述第一动态电压的最大值,

所述第一电压比较单元的输出端用于输出控制所述可控分闸脱扣器的开断的控制信号；

所述第二电压比较单元的输入正极连接第四电路，所述第四电路用于提供一恒定电压，

所述第二电压比较单元的输入负极连接第二输入电路，所述第二输入电路用于在得电后提供一个由小变大的第二动态电压，所述第二动态电压的最小值小于所述恒定电压且所述恒定电压小于所述第二动态电压的最大值，

所述第二电压比较单元的输出端用于输出控制所述跃变电压跃变的信号。

其中，所述延时电路包括推挽输出电压比较器，所述第一电压比较单元和所述第二比较单元分别是所述推挽输出电压比较器的第一电压比较单元和第二比较单元。

其中，第一输入电路包括串联的第四电阻和第三电容，第四电阻的一端连接直流电源的稳压输出端，另一端连接第三电容的正极，第三电容的负极接地，第三电容的正极一端为所述第一输入电路的输出端，所述推挽输出电压比较器的1号输入的正极与第一输入电路的输出端连接。

其中，所述第四电路包括串联的第八电阻与第九电阻，其中第八电阻与所述直流电源的稳压输出端连接，第九电阻接地，第八电阻与第九电阻的连接端为所述第四电路的输出端；所述推挽输出电压比较器的2号输入的正极与第四电路的输出端连接。

其中，所述第三电路包括串联的第十三电阻和第十四电阻，第十三电阻连接2号输出端，第十四电阻接地，第十三电阻和第十四电阻的连接端是第三电路的输出端，第三电路的输出端连接推挽输出电压比较器的1号输入的负极。

其中，所述推挽输出电压比较器的1号输出端1连接第二输入电路，所述第二输入电路包括串联的第十六电阻和第五电容，第十六电阻连接推挽输出电压比较器的1号输出端，第五电容接地，第十六电阻和第五电容的连接端为第二输入电路的输出端，第二输入电路的输出端与推挽输出电压比较器的2号输入的负极连接。

所述推挽输出电压比较器的1号输出端为所述延时电路的信号输出端，所述延时电路的信号输出端用于控制分闸脱扣器的开断。

其中，所述第一输入电路还包括泄放二极管，该泄放二极管与第四电阻并联，泄放二极管正极与第一电容的正极相连，负极与降压回路的输出端相连。

其中，所述控制电路还包括开关驱动电路，所述第一电压比较单元的输出端与所述开关驱动电路的信号输入端连接。

其中，所述开关驱动电路包括限流电阻和电压型场效应管，开关驱动电路具有两个输出端，分别连接分闸脱扣器的电磁铁线圈的两端，其中，开关驱动电路的第一输出端直接连接桥式整流电路的输出端，第二输出端连接电压型场效应管的源极，电压型场效应管的漏极接地，栅极连接限流电阻的一端，限流电阻的另一端连接所述延时电路的输出端。

其中，所述开关驱动电路的两个输出端之间还连接有作为整个控制电路的泄放二极管的第七二极管。

与现有技术相比，本实用新型具有下列技术效果：

1、本实用新型的控制电路稳定性、可靠性高。

2、利用本实用新型的控制电路，可省去分闸脱扣器常用的配重块，使分闸脱扣器易于生产。

附图说明

图1示出了本实用新型一个实施例的延时电路的方框示意图；

图2示出了本实用新型一个优选实施例的分闸脱扣器控制电路的电路图；

图3示出了一种双路微功耗推挽输出电压比较器的管脚示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本实用新型做进一步地描述。

根据本实用新型的一个实施例，提供了一种可控分闸时间脱扣器，包括用于调整所述可控分闸时间脱扣器的固有分闸时间的控制电路。本实施例中，分闸时间指的是从分闸脱扣器带电时刻到所有各极弧触头分离时刻的时间间隔。这包含两部分：一部分是断路器传动机构和主触头（弧触头）的运动时间，另一部分是系统的延时。本实施例中取消了用于延长传动机构运动时间的配重块，改为在分闸脱扣器的整流回路中加入适配的延时电路，使主触头的运动时间与系统的延时相匹配，从而使分闸脱扣器满足断路器分闸时间的要求。

图1示出了本实施例的延时电路的方框示意图。其中，延时电路包括两个电压比较单元，第一电压比较单元的输入正极连接第一输入电路，所述第一输入电路用于在得电后提供一由小变大的第一动态电压，该由小变大渐变的第一动态电压具有一个最小值和一个最大值。

第一电压比较单元的输入负极与第二电压比较单元的输出端之间连接第三电路，所述第三电路用于为所述第一电压比较单元的输入负极提供一个能够由第一阈值跃变为第二阈值的跃变电压，且该跃变电压的跃变由所述第二电压比较单元的通断状态控制，所述第一动态电压的最小值小于所述第二阈值，所述第二阈值小于所述第一阈值，所述第一阈值小于所述第一动态电压的最大值。

第一电压比较单元的输出端用于输出控制所述可控分闸脱扣器的开断的控制信号，例如可以该输出端连接开关驱动电路。

第二电压比较单元的输入正极连接第四电路，第四电路用于提供一恒定电压。

第二电压比较单元的输入负极连接第二输入电路，第二输入电路用于在得电后提供一个由小变大的第二动态电压，该由小变大渐变的第二动态电压具有一个最小值和一个最大值，所述第二动态电压的最小值小于所述恒定电压且所述恒定电压小于所述第二动态电压的最大值。

第二电压比较单元的输出端用于输出控制所述跃变电压跃变的信号。

上述第一输入电路、第二输入电路、第三电路、第四电路可以均由稳定输出的直流电压源供电。第一输入电路、第二输入电路可以使用含有电容的充放电电路实现，第三电路、第四电路可以使用分压电路实现。

上述实施例中，延时电路采用两个电压比较单元，通过带有电容的充电电路，对第一电压比较单元的输入正级施加一个由小到大渐变的动态电压，对第一电压比较单元的输入负级则施加一个跃变电压，这个跃变电压初始时为较大电压值，当第二电压比较单元的输出端的通断状态改变时，该跃变电压由较大电压值跃变为较小的电压值。也就是说，对于第一电压比较单元，其输入负极的电压（即翻转电压）在一定延时后由大电压跃变为小电压，其输入正极的电压则随着时间由小变大直到达到翻转电压，此时其输出端的状态切换，输出脱扣信号。这种基于两个电压比较单元的控制电路能够稳定控制延时，代替机械配重块来调节脱扣器的固有分闸时间。用这种基于两个电压比较单元的控制电路代替机械配重块，能够简化脱扣器的生产工艺，提高生产效率；同时，也能降低分闸半轴和脱扣器的负荷，提高脱扣器的机械寿命。

在上述实施例的基础上，本实用新型还提供了一个优选实施例。该优选实施例提供了一种可控分闸脱扣器，该可控分闸脱扣器包括控制电路，该控制电路用于调节该脱扣器的固有分闸时间。图2示出了本实施例的可控分闸脱扣器的控制电路的电路图，该可控分闸脱扣器的控制电路包括：桥式整流电路a、降压回路b、延时电路c和开关驱动电路d。

如图2所示，桥式整流电路a由四个二极管D1、D2、D3和D4组成,它将额定交流控制电源整流（若额定控制电源为直流，则可省略该桥式整流电路a）。桥式整流电路a的输出端连接瞬态抑制二极管RV2的一端，瞬态抑制二极管RV2的另一端接地，瞬态抑制二极管RV2的作用为抑制来自电源的过电压，用以提高线路对电源的抗干扰性能。

桥式整流电路a的输出端还连接降压回路b，降压回路b的输出端作为延时电路c的电源输入端。本实施例中，由第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和稳压二极管D5组成降压回路b，第一电阻R1、第二电阻R2、第三电阻R3和稳压二极管D5的取值可根据额定控制电压的不同有所不同，这些数值需要使得降压回路b的输出端电压符合延时电路c的电源工作电压，这是本领域技术人员易于理解的。在一个优选实施例中，降压回路b中可以设计一个II型滤波电路以提高电路对高频杂波的抗干扰性能。如图2所示，第一电容C1、第三电阻R3和第二电容C2组成一个典型的II型滤波电路，它可以提高电路对高频杂波的抗干扰性能。降压回路b的输出端与接地端之间连接稳压二极管D5，它可将降压回路b输出的电压钳制在一个标准值上。

本实施例中，桥式整流电路a和降压回路b为延时电路c提供稳定输出的直流电压，本领域技术人员易于理解，在其它实施例中，也可以使用其它稳定输出的直流电压源来代替桥式整流电路a和降压回路b来输出直流电压。

本实施例中，延时电路c为双路微功耗推挽输出电压比较器（下文简称为推挽输出电压比较器），它包括第一比较单元和第二比较单元。下文中以TLC3702双路微功耗推挽输出LinCMOS(TM)电压比较器为例进行说明，参考图3，该推挽输出电压比较器具有8个管脚，包括1号输出端1，1号输入负极2，1号输入正极3，接地端4，2号输入正极5，2号输入负极6，2号输出端7，电源端8。1号输入正极3、1号输入负极2和1号输出端1分别是第一比较单元的输入正极、负极和输出端。2号输入正极5、2号输入负极6和2号输出端7分别是第二比较单元的输入正极、负极和输出端，图2中U1为推挽输出电压比较器的第一比较单元，U2为推挽输出电压比较器的第二比较单元，U3表示推挽输出电压比较器的电源端和接地端（即上述第一比较单元U1和第二比较单元U2的公共的电源端和接地端）。

推挽输出电压比较器的电源端8连接所述降压回路b的输出端S1，接地端4接地。降压回路b的输出端S1还连接第一输入电路，该第一输入电路包括串联的第四电阻R4和第三电容C3。其中第四电阻R4的一端连接降压回路的输出端S1，另一端连接第三电容C3的正极，第三电容C3的负极接地。另外，第一输入电路还包括一个泄放二极管D6，该泄放二极管D6与第四电阻R4并联，泄放二极管D6正极与第三电容C3的正极相连，负极与降压回路的输出端S1相连，本实施例中泄放二极管D6采用IN4148二极管。第三电容C3的正极一端为第一输入电路的输出端S2，该第一输入电路的输出端S2与推挽输出电压比较器的1号输入的正极3连接。本实施例中，第一输入电路实际上构成一个充放电电路，在充电过程中，该第一输入电路的输出端S2提供一个由小到大渐变的动态电压，当此动态电压高于第一比较单元的翻转电压（S4电位）时，其输出S5的电位发生跃变。

所述降压回路b的输出端S1还连接第四分压电路，第四分压电路包括串联的第八电阻R8与第九电阻R9，其中第八电阻R8与降压回路b的输出端S1连接，第九电阻R9接地。第八电阻R8与第九电阻R9的连接端为第四分压电路的输出端S3，该第四分压电路的输出端S3连接推挽输出电压比较器的2号输入的正极5，推挽输出电压比较器的2号输出端7连接第三分压电路，第三分压电路包括串联的第十三电阻R13和第十四电阻R14，第十三电阻R13连接2号输出端7，第十四电阻R14接地。第十三电阻R13和第十四电阻R14的连接端是第三分压电路的输出端S4，第三分压电路的输出端S4连接推挽输出电压比较器的1号输入的负极2。本实施例中，第三分压电路的输出端S4为推挽输出电压比较器的1号输入负极2（即第一比较单元的输入负极）提供了一个由大至小跃变的跃变电压，该跃变电压的跃变时机由推挽输出电压比较器的2号输出端7（即第二比较单元的输出端）的通断状态控制。

推挽输出电压比较器的1号输出端1为整个延时电路c的输出端S5。本实施例中，推挽输出电压比较器的1号输出端1还连接第二输入电路，第二输入电路包括串联的第十六电阻R16和第五电容C5，第十六电阻R16连接推挽输出电压比较器的1号输出端1，第五电容C5接地。第十六电阻R16和第五电容C5的连接端为第二输入电路的输出端S6，第二输入电路的输出端S6与推挽输出电压比较器的2号输入的负极6连接。第二输入电路具有滤波作用，它能够使得推挽输出电压比较器的管脚6的2号输入负极的输入电压更加稳定，抗干扰性更强。

推挽输出电压比较器的1号输出端1和1号输入的正极3之间连接有第一反馈电阻R7，2号输出端7和2号输入的正极5之间连接有第二反馈电阻R17。它们可使得推挽输出电压比较器的1号输出端1和2号输出端7的输出电压更加稳定。

本实施例中，推挽输出电压比较器的1号输出端1还连接拉升电阻R11，该拉升电阻R11直接接地，它可以使推挽输出电压比较器的1号输出端1的输出电压稳定在标准的工作电压（本实施例中该标准的工作电压为7V）。

本实施例中，R8与R9的分压比大约为1/2；R13与R14的分压比大约为1/2；上述分压比只是示例性的，结合下文对本实施例的工作过程的描述，不难理解上述分压比所起的作用，因此，本领域技术人员可以基于本实施例的工作机制根据需要灵活设定R8与R9以及R13与R14的分压比。

延时电路c的输出端S5连接开关驱动电路d。开关驱动电路d包括限流电阻R15，电压型场效应管Q1和二极管D7，开关驱动电路d的两个输出端分别连接分闸脱扣器的电磁铁线圈的两端，其中，开关驱动电路d的第一输出端S7直接连接桥式整流电路的输出端，第二输出端S8连接电压型场效应管Q1的源极，电压型场效应管Q1的漏极接地，栅极连接限流电阻R15的一端，限流电阻R15的另一端连接延时电路的输出端S5。这样延时电路的输出端S5的电压信号作用于电压型场效应管Q1的栅极，可以控制电压型场效应管Q1的通断，进而控制分闸脱扣器的通断。二极管D7连接在开关驱动电路d的两个输出端之间，其中二极管D7的正极连接第二输出端S8，负极连接第一输出端S7，二极管D7可作为整个控制电路的泄放二极管，它可以防止负载回路（通常是感性线圈）在断电时产生的反电势对电路的反向击穿。

下面结合附图说明本实施例的工作过程。

工作时，当推挽输出电压比较器得电后，C5开始充电，当C5未充满电时，管脚6相当于接地，而管脚5的电位由R8和R9的分压比来决定,高于地电位，此时推挽输出电压比较器的2号输入的正极5的电位高于负极6的电位，2号输出端7处于导通状态。第五电容C5快速充电达到充满状态后，没有电流流过C5，故管脚6的电位由地电位变为S1点的电位,而此时管脚5的电位是由R8和R9的分压比决定的,它低于S1点的电位，因此推挽输出电压比较器的2号输入的正极管脚5的电位低于负极管脚6的电位，此时2号输出端管脚7截断。管脚7导通时，S4点的电压由R8，R13，与R14的分压比决定，示例性地，该分压比可以使S4点的电位大约为S1点的一半；当管脚7截断时，S4点的电压由R8，R17，R13，与R14的分压比决定，示例性地，可以使R17的阻值约为R8的10倍，这样S4点的电位大约为S1点电位的十分之一。推挽输出电压比较器得电后，C3和C5同时开始充电（本实施例中，C5的电容量小于C3），当C3未充满电时，S2点的电位为地电位，S4点的电位为S1点电位的一半（此时C5 未充满电），此时管脚2的电位高于管脚3，管脚1为截断状态；电路在运行一定时间后，C5首先被充满电，S4点的电位跃变为S1点电位的十分之一，而随着C3被充电，U1的管脚3的电位逐渐提高至高于管脚2的电位，管脚1被打开处于导通状态，从而在输出端S5输出一个电压控制信号，该电压控制信号通过限流电阻R15施加到电压型场效应管Q1的栅极，使得电压型场效应管Q1的栅极电位被抬高，致使Q1导通，Q1的源极为地电位，D7的两端为输出电压，此输出施加到分闸脱扣器，使断路器分闸。

当断路器完成分闸动作后，电源断电，此时D6泄放二极管导通，电容C3放电，使电路复位等待下次分闸操作。

上述实施例的用于分闸脱扣器的控制电路具有极高的可靠性，能够满足EMC测试的各项标准。EMC试验是电磁兼容性试验（Electromagnetic Compatibility）的缩写。按照高压电器国家标准GB11022的规定，高压电器的电磁兼容性试验主要包含：

1发射试验；

2辅助和控制回路的抗扰性试验；

3辅助和控制回路附加的EMC试验

具体的电磁兼容试验方法符合国家标准GB/T16927系列标准的规定。

上述的实施例仅用来说明本实用新型，它不应该理解为是对本实用新型的保护范围进行任何限制。而且，本领域的技术人员可以明白，在不脱离本实施例精神和原理下，对上述实施例所进行的各种等效变化、变型以及在文中没有描述的各种改进均在本实用新型的保护范围之内。

Claims

1.一种可控分闸时间脱扣器，其特征在于，包括用于调整所述可控分闸时间脱扣器的固有分闸时间的控制电路，所述控制电路包括第一电压比较单元和第二电压比较单元；

所述第一电压比较单元的输入正极连接第一输入电路，所述第一输入电路用于在得电后提供一由小变大的第一动态电压，该由小变大的第一动态电压具有一个最小值和一个最大值，

所述第二电压比较单元的输入负极连接第二输入电路，所述第二输入电路用于在得电后提供一个由小变大的第二动态电压，该由小变大的第二动态电压具有一个最小值和一个最大值，所述第二动态电压的最小值小于所述恒定电压且所述恒定电压小于所述第二动态电压的最大值，

2.根据权利要求1所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述第一电压比较单元和所述第二电压比较单元由推挽输出电压比较器实现。

3.根据权利要求2所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，第一输入电路包括串联的第四电阻（R4）和第三电容（C3），第四电阻（R4）的一端连接直流电源的稳压输出端，另一端连接第三电容（C3）的正极，第三电容（C3）的负极接地，第三电容（C3）的正极一端为所述第一输入电路的输出端（S2），所述推挽输出电压比较器的1号输入的正极（3）与第一输入电路的输出端（S2）连接。

4.根据权利要求3所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述第四电路包括串联的第八电阻（R8）与第九电阻（R9），其中第八电阻（R8）与所述直流电源的稳压输出端连接，第九电阻（R9）接地，第八电阻（R8）与第九电阻（R9）的连接端为所述第四电路的输出端（S3）；所述推挽输出电压比较器的2号输入的正极（5）与第四电路的输出端（S3）连接。

5.根据权利要求4所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述第三电路包括串联的第十三电阻（R13）和第十四电阻（R14），第十三电阻（R13）连接2号输出端（7），第十四电阻（R14）接地，第十三电阻（R13）和第十四电阻（R14）的连接端是第三电路的输出端（S4），第三电路的输出端（S4）连接推挽输出电压比较器的1号输入的负极（2）。

6.根据权利要求5所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述推挽输出电压比较器的1号输出端1连接第二输入电路，所述第二输入电路包括串联的第十六电阻（R16）和第五电容（C5），第十六电阻（R16）连接推挽输出电压比较器的1号输出端（1），第五电容（C5）接地，第十六电阻（R16）和第五电容（C5）的连接端为第二输入电路的输出端（S6），第二输入电路的输出端（S6）与推挽输出电压比较器的2号输入的负极（6）连接，

所述推挽输出电压比较器的1号输出端（1）为延时电路的信号输出端（S5），所述延时电路的信号输出端（S5）用于控制分闸脱扣器的开断。

7.根据权利要求6所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述第一输入电路还包括泄放二极管（D6），该泄放二极管（D6）与第四电阻（R4）并联，泄放二极管（D6）正极与第一电容（C3）的正极相连，负极与降压回路的输出端（S1）相连。

8.根据权利要求1～7中任意一项所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述控制电路还包括开关驱动电路，所述第一电压比较单元的输出端与所述开关驱动电路的信号输入端连接。

9.根据权利要求8所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述开关驱动电路包括限流电阻（R15）和电压型场效应管（Q1），开关驱动电路（d）具有两个输出端，分别连接分闸脱扣器的电磁铁线圈的两端，其中，开关驱动电路（d）的第一输出端（S7）直接连接桥式整流电路的输出端，第二输出端（S8）连接电压型场效应管（Q1）的源极，电压型场效应管（Q1）的漏极接地，栅极连接限流电阻（R15）的一端，限流电阻（R15）的另一端连接所述第一电压比较单元的输出端。

10.根据权利要求9所述的可控分闸时间脱扣器，其特征在于，所述开关驱动电路（d）的两个输出端之间还连接有作为整个控制电路的泄放二极管的第七二极管（D7）。