CN203313059U - Pwm功率变换器模拟仿真电路 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种PWM功率变换器模拟仿真电路，采用第一电子模拟开关电路和第二电子模拟开关电路模拟PWM功率变换器中的半桥型功率开关电路；采用一阶惯性电路模拟PWM功率变换器中的电抗器；采用比例积分电路模拟PWM功率变换器中的电容器；采用比例放大电路模拟PWM功率变换器中的电阻器；采用直/交流电压信号发生器模拟直/交流电压信号发生器的电压源和电流源。本实用新型的有益效果：它具有仿真精度高、价格低廉、易于实现，以及不存在仿真步长受限等优点。

Description

PWM功率变换器模拟仿真电路

技术领域

本实用新型涉及一种PWM功率变换器模拟仿真电路。

背景技术

脉宽调制（pulse width modulation，PWM）功率变换器广泛用于交/直流电源、逆变器、电机驱动、新能源发电、交/直流输电等功率变换系统。PWM功率变换器由MOSFET、IGBT、IGCT或GTO等功率开关器件和辅助电路构成，如果使用不当，功率开关极易损坏，因此在研究和调试阶段，人们普遍采用仿真技术来验证和测试控制策略或系统的工作性能。

仿真分为物理(实物)仿真和计算机仿真，其中，物理(实物)仿真是按照实际系统的物理性质构造系统的物理(实物)模型进行试验研究，直观形象，逼真度高，但代价高，周期长。计算机仿真又分为纯软件仿真和实时仿真，其中软件仿真不使用实际系统的任何部件，其仿真时间也与系统的实际时间无关；实时仿真采用多核高速计算机或FPGA实现并行计算处理，其仿真运行时间与实际时间一致，可以实现硬件在回路(Hardware-in-Loop)实时仿真与控制。计算机仿真一直作为一种必不可少的工具，在减少损失、节约经费开支、缩短开发周期、提高产品质量等方面发挥着重要的作用；计算机实时仿真可进行半实物仿真，即系统一部分采用计算机实时仿真，另一部分以实物方式引入仿真回路，可极大提高控制系统的设计效率。目前，这一系统或设计方法已经在国外的高校和实验室得到普遍采用。目前，国际上比较流行数字式实时仿真器有RT-lab、RTDS、dSPACE等。

但是，由于现有数字式实时仿真器需采用多核高速计算机或FPGA配合实时算法实现，系统结构复杂，价格非常昂贵（一般在几十万到几百万元人民币），并且其仿真步长由于受计算速度及数-模转换器转换速率的限制不可能做到很小，特别是在仿真PWM功率变换器时，其仿真精度与实际系统还存在一定差距。

实用新型内容

本实用新型的目的就是为了解决上述问题，提供一种PWM功率变换器模拟仿真电路，它具有仿真精度高、价格低廉、易于实现，以及不存在仿真步长受限等优点。

为了实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案：

一种PWM功率变换器模拟仿真电路，包括第一电子模拟开关电路和第二电子模拟开关电路，所述第一电子模拟开关电路的输出端与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与一阶惯性电路的输入端连接，所述一阶惯性电路的输出端分别与第二电子模拟开关电路的输入端和第二加法器的输入端连接，所述第二电子开关模拟电路的输出端与第二加法器连接，所述第二加法器的输出端与比例积分电路连接，所述比例积分电路与第三加法器的输入端连接，所述第三加法器的输出端通过比例放大电路连接第二加法器的输入端；第三加法器的输入端还与直/交流电压信号发生器的输出端连接，所述直/交流电压信号发生器的输出端还与第二电子模拟开关电路连接；第三加法器的输出端还与第一电子模拟开关电路的输入端连接，所述第一电子模拟开关电路和第二电子模拟开关电路的输入端均与外部控制信号连接。

一种PWM功率变换器模拟仿真方法，具体步骤为：

步骤一：建立所述PWM功率变换器中各器件的端电压、端电流关系的电学模型，根据基尔霍夫定律，得到所述PWM功率变换器中各回路及各节点的电压、电流关系的电学模型；

步骤二：按照电压变换系数，将所述电学模型中的电压变换成相应低电压调理信号，按照电流变换系数，将所述电学模型中的电流变换成相应低电压调理信号；所述低电压调理信号是指在公知的电子模拟开关电路和运算放大器电路正常工作电压范围内的电压信号；

步骤三：采用第一电子模拟开关电路和第二电子模拟开关电路实现所述电学模型中的开关函数关系，即采用两个电子模拟开关模拟PWM功率变换器中的半桥型功率开关电路；采用运算放大器电路实现所述电学模型中的加法、比例系数、指数、积分关系。

所述步骤一中的电学模型是指用器件的端电压、端电流关系描述所述器件的输入输出特性。

所述步骤三的方案是：

采用运算放大器电路实现一阶惯性电路功能，模拟PWM功率变换器中的电抗器；

采用运算放大器电路实现比例积分电路功能，模拟PWM功率变换器中的电容器；

采用运算放大器电路实现比例放大电路功能，模拟PWM功率变换器中的电阻器；

采用直/交流电压信号发生器模拟PWM功率变换器中的电压源和电流源。

所述步骤三的具体步骤为：

（1）PWM功率变换器中的每个半桥型功率开关电路由所述第一电子模拟开关电路、第二电子模拟开关电路实现模拟仿真，其中半桥型功率开关电路中的电压关系和电流关系分别由第一电子模拟开关电路、第二电子模拟开关电路进行模拟仿真，所述第一电子模拟开关电路、第二电子模拟开关电路由外部PWM开关信号S同步进行控制；所述第一电子模拟开关电路的信号输入电压分别与所述半桥型功率开关电路高压侧的相应电平电压成正比例，所述第一电子模拟开关电路的信号输出电压与所述半桥型功率开关电路低压侧输出端电压成正比例；所述第二电子模拟开关电路的信号输入电压与所述半桥型功率开关电路的低压侧输出端电流成正比例，所述第二电子模拟开关电路的信号输出电压分别与流过所述半桥型功率开关电路高压侧的相应电平节点的电流成正比例。

（2）PWM功率变换器中的每个所述电抗器的电压/电流关系由一个所述一阶惯性电路实现模拟仿真，其中一阶惯性电路的信号输出电压与所述电抗器的电流成正比例，所述一阶惯性电路的信号输入电压与所述电抗器的两端电压成正比例，并由所述电抗器所在回路各元件电压相应的低电压调理信号根据基尔霍夫电压定律计算得到。

（3）PWM功率变换器中的每个所述电容器的电压/电流关系由一个所述比例积分电路实现模拟仿真，其电容器初始电压由电压源来模拟，其中比例积分电路的信号输出电压与所述电容器的两端电压成正比例，所述比例积分电路的信号输入电压与所述电容器的电流成正比例，并由所述电容器所连接同一节点上的各支路电流相应的低电压调理信号根据基尔霍夫电流定律计算得到。

（4）PWM功率变换器中的每个所述电阻器的电压/电流关系由一个所述比例放大电路实现模拟仿真，其中比例放大电路的信号输入电压与所述电阻器的两端电压成正比例，比例放大电路的信号输出电压与所述电阻器的电流成正比例。

（5）所述PWM功率变换器中的若干个电压源和电流源由所述直/交流电压信号发生器电路实现模拟仿真，其中所述直/交流电压信号发生器电路的若干个信号输出电压分别与相应的所述若干个电压源电压和电流源电流成正比例。

本实用新型的有益效果：

(1)本实用新型采用电子模拟开关电路和运算放大器电路模拟仿真PWM功率变换器，可以模拟得到与实际PWM功率变换器中的电压和电流信号的相关模拟仿真电路信号相同的低电压信号，能够实现PWM功率变换器的半实物实时仿真，可有效避免实验中PWM功率开关的损坏。在减少损失、节约经费开支、缩短开发周期等方面有很大优势。

(2)相对现有的价格昂贵的数字式实时仿真器而言，本实用新型不需要计算机等高速计算装置和软件，仅采用简单的、低成本的电子模拟开关和运算放大器即可实现PWM功率变换器的实时仿真。

(3)本实用新型电路和方法采用模拟电路实现PWM功率变换器的实时仿真，不存在现有数字式实时仿真器中仿真步长和数-模转换器转换速率受限的问题，因此仿真结果更逼真，精度更高。

附图说明

图1为一种半桥型功率开关电路；

图1a为半桥N电平变换器的等效电路；

图1b为一种实际电抗器等效电路；

图1c为一种实际电容器等效电路；

图1d为一种电阻器电路；

图1e为一种电压源电路；

图2为本实用新型针对图1的模拟仿真电路；

图2a为本实用新型针对图1a的模拟仿真电路；

图2b为本实用新型针对图1b的一种电抗器模拟仿真电路；

图2c为本实用新型针对图1c的一种电容器模拟仿真电路；

图2d为本实用新型针对图1d的一种电阻器模拟仿真电路；

图2e为本实用新型针对图1e的一种电压源模拟仿真电路；

图2f为本实用新型针对图2b的一种一阶惯性电路的实施电路；

图2g为本实用新型针对图2c的一种比例积分电路的实施电路；

图2h为本实用新型针对图2d的一种比例放大电路的实施电路；

图3为本实用新型的PWM功率变换器基本模拟仿真电路；

图4为一种半桥降压型PWM变换器拓扑结构；

图4a为本实用新型针对图4的一种模拟仿真电路实施例；

图5为一种半桥升压型PWM变换器拓扑结构；

图5a为本实用新型针对图5的一种模拟仿真电路实施例；

图6为一种半桥双向PWM变换器拓扑结构；

图6a为本实用新型针对图6的一种模拟仿真电路实施例；

图7为一种单相H桥降压型PWM变换器拓扑结构；

图7a为本实用新型针对图7的一种模拟仿真电路实施例；

图7b为本实用新型针对图7的另一种模拟仿真电路实施例；

图8为一种单相H桥升压型PWM变换器拓扑结构；

图8a为本实用新型针对图8的一种模拟仿真电路实施例；

图8b为本实用新型针对图8的另一种模拟仿真电路实施例；

图9为一种单相H桥双向PWM变换器拓扑结构；

图9a为本实用新型针对图9的一种模拟仿真电路实施例；

图9b为本实用新型针对图9的另一种模拟仿真电路实施例；

图10为一种三相升压型PWM变换器拓扑结构；

图10a为本实用新型针对图10的一种模拟仿真电路实施例；

图11为一种模块化多电平变换器的一相主电路拓扑结构；

图11a为一种模块化多电平变换器中子模块的主电路拓扑结构；

图11b为本实用新型针对图11中子模块的一种模拟仿真电路实施例；

图11c为本实用新型针对图11的一种模拟仿真电路实施例；

图12为一种二极管箝位式三电平变换器的一相主电路拓扑结构；

图12a为图12的等效电路图；

图12b为本实用新型针对图12的一种模拟仿真电路实施例；

图13为PWM功率变换器一种实际应用系统结构图；

图13a为采用本实用新型方法构成的半实物实时仿真系统。

其中，1、半桥功率开关电路，1Tp、上功率开关管，1Tn、下功率开关管，2、2p、高压侧的第一电平端子，3、3n、高压侧的第二电平端子，4、4a、4b、4c和4m、低压侧端子，5、5a、5b、5c和5S、功率开关PWM控制端子，6、6a、6b、6c、6p、6n、电抗器，7、电容器，8、电阻器，9、9a、9b和9c、电压源，10、10a、10b和10c、电子模拟开关电路，10-1、第一电子模拟开关电路和10-2、第二电子模拟开关电路，11、运算放大器，12、12a、12b和12c、一阶惯性电路，13、比例积分电路，14、14a、14b和14c、反相器，15、比例放大电路，16、直/交流电压信号发生器电路，17、17a和17b、系统模拟仿真电路，18、18L、18C、18La、18Lb、18a和18b、加法器电路，19、模块化多电平变换器子模块，20、模块化多电平变换器正直流母线端子，21、模块化多电平变换器负直流母线端子，22、模块化多电平变换器中间端子，23、模块化多电平变换器子模块的模拟仿真电路，24、二极管箝位式三电平变换器中间直流电平端子，25、PWM功率变换器主电路，26、PWM功率变换器电压电流检测调理电路与驱动电路，27、PWM功率变换器主系统，28、PWM功率变换器控制电路。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。

图1给出了两电平半桥PWM功率变换器主电路开关的等效电路，由上功率开关管1Tp和下功率开关管1Tn串联而成，上功率开关管1Tp的上端1c1接所述PWM功率变换器高压侧的第一电平端子2p，下功率开关管1Tn的下端1e2接所述PWM功率变换器高压侧的第二电平端子3n，上功率开关管1Tp的下端2e1和下功率开关管1Tn的上端1c2相连并引出所述PWM功率变换器低压侧端子4m，PWM控制信号来自功率开关PWM控制端子5S，当S为逻辑“1”时，控制上功率开关管1Tp导通而下功率开关管1Tn截止，低压侧端子4m与高压侧的第一电平端子2p接通，反之，当S为逻辑“0”时，控制上功率开关管1Tp截止而下功率开关管1Tn导通，低压侧端子4m与高压侧的第二电平端子3n接通。

图1a给出了N电平半桥PWM功率变换器主电路开关的等效电路，其中所述N电平功率开关电路等效为N通道转换开关电路，所述N电平功率开关电路高压侧的第1电平、第2电平、…和第N电平输入端子分别对应所述N通道转换开关的N个通道输入端子，所述N电平功率开关电路低压侧输出端子对应所述N通道转换开关的公共输出的低压侧端子4m。PWM控制信号来自功率开关PWM控制端子5S，由功率开关PWM控制端子5S控制半桥功率开关电路1，使低压侧端子4m与高压侧的第1、2、…，N电平接通。

图1b～图1e分别给出了PWM功率变换器的常用器件电抗器6、电容器7、电阻器8和电压源9。图中，电抗器6由理想电感L与其串联等效电阻r_L串联等效，电容器7由理想电容C与其串联等效电阻r_C串联等效。

对图1PWM功率变换器电路进行建模，建立其各器件的端电压、端电流关系的电学模型，具体如下：

针对图1，当功率开关PWM控制端子5S的PWM控制信号为逻辑“1”，上功率开关管1Tp导通，使高压侧的第一电平端子2p和低压侧端子4m接通，此时电路电压、电流关系为

u_m＝u_p   (1)

式中，u_m表示低压侧端子4m的对地电压，u_p表示高压侧的第一电平端子2p的对地电压。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dp}}=i_m\\ i_{\mathrm{dn}}=0\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中，i_m表示流入低压侧端子4m的电流，i_dp表示高压侧的第一电平端子2p的流出电流，i_dn表示高压侧的第二电平端子3n的流出电流。

当功率开关PWM控制端子5S的PWM控制信号为逻辑“0”，下功率开关管1Tn导通，使高压侧的第二电平端子3n和低压侧端子4m接通，此时电路电压、电流关系为：

u_m＝u_n   (3)

式中，u_n表示高压侧的第二电平端子3n的对地电压。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dp}}=0\\ i_{\mathrm{dn}}=i_m\end{array}\right.---\left(4\right)$

针对图1b，电抗器6电压、电流满足下列在s域的方程

$i_L\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{Ls}+r_L}{u}_L\left(s\right)---\left(5\right)$

式中，u_L和i_L分别表示电抗器6的两端电压和电流，L表示电抗器6的电感量，r_L表示电抗器6的等效串联电阻。

对于图1c，电容器7电压、电流满足下列在s域的方程

$u_C\left(s\right)=(r_C+\frac{1}{\mathrm{Cs}})i_C\left(s\right)---\left(6\right)$

式中，u_C和i_C分别表示电容器7的两端电压和电流，C表示电容器7的电容量，r_C表示电容器7的等效串联电阻。式(6)中不包含电容器7的初始电压U_C0。

对于图1d，电阻器8电压、电流满足下列方程

$i_R=\frac{1}{R}{u}_R---\left(7\right)$

式中，u_R和i_R分别表示电阻器8的两端电压和电流，R表示电阻器8的电阻值。

将上述式(1)至(7)中的电压、电流分别按照电压变换系数、电流变换系数变换成相应的低电压调理信号，用

表示，其中下标x表示式(1)至(7)中的电压、电流量，上标c代表电量x的低电压调理信号。所述低电压调理信号是指在公知的电子模拟开关电路10和运算放大器11正常工作范围内的电压信号。

为了简单，设电压变换系数为K_u，设电流变换系数为K_i，即

式中

表示电压量u的低电压调理信号，

表示电流量i的低电压调理信号。代入式(1)至(7)可得：

式(1)变换成式(8)

$u_{u_m}^c=u_{u_p}^c---\left(8\right)$

式(2)变换成式(9)

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{i_{\mathrm{dp}}}^c=u_{i_m}^c\\ u_{i_{\mathrm{dn}}}^c=0\end{array}\right.---\left(9\right)$

式(3)变换成式(10)

$u_{u_m}^c=u_{u_n}^c---\left(10\right)$

式(4)变换成式(11)

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{i_{\mathrm{dp}}}^c=0\\ u_{i_{\mathrm{dn}}}^c=u_{i_m}^c\end{array}\right.---\left(11\right)$

式(5)变换成式(12)

$u_{i_L}^c\left(s\right)=\frac{K_i}{K_u}\frac{1}{\mathrm{Ls}+r_L}{u}_{u_L}^c\left(s\right)---\left(12\right)$

式(6)变换成式(13)

$u_{u_C}^c\left(s\right)=\frac{K_u}{K_i}(r_C+\frac{1}{\mathrm{Cs}})u_{i_C}^c\left(s\right)---\left(13\right)$

式(13)中不包含电容器7初始电压

式(7)变换成式(14)

$u_{i_R}^c=\frac{K_i}{K_u}\frac{1}{R}{u}_{u_R}^c---\left(14\right)$

用电子模拟开关电路模拟实现上述式(8)至(11)中电压、电流的开关函数关系，如图2所示的两个电子模拟开关电路10，其中，第一电子模拟开关电路10-1和第二电子模拟开关电路10-2由外部PWM开关信号S同步进行控制。第一电子模拟开关电路10-1的第一输入电压信号

与所述高压侧的第一电平电压u_p成正比例，有

第一电子模拟开关电路10-1的第二输入电压信号

与所述高压侧的第二电平电压u_n成正比例，有

第一电子模拟开关电路10-1的输出电压信号

与所述半桥功率开关电路1的低压侧端子4m电压u_m成正比例，有

第二电子模拟开关电路10-2的输入电压信号

与所述半桥功率开关电路1的低压侧端子4m电流i_m成正比例，有

所述第二电子模拟开关电路10-2的第一输出电压信号

与所述上功率开关管1Tp的上端1c1电流i_dp成正比例，有所述第二电子模拟开关电路10-2的第二输出电压信号

与所述下功率开关管1Tn的下端1e2电流i_dn成正比例，有

同理，图2a所示的N通道电子模拟开关，第一电子模拟开关电路10-1和第二电子模拟开关电路10-2分别实现了图1a所示的N电平功率开关等效电路的模拟仿真。其中第一模拟开关电路10-1的N个信号输入电压

分别与所述N电平功率开关等效电路中N个电平电压u_d1、u_d2、…、u_dN成正比例，所述第一模拟开关电路10-1的信号输出电压

与所述N电平功率开关等效电路的公共输出端m电压u_m成正比例。所述第二模拟开关电路10-2的信号输入电压

与所述N电平功率开关等效电路的公共输出端电流i_m成正比例，所述第二模拟开关电路10-2的N个信号输出电压

分别与所述N电平功率开关等效电路中N个电平节点电流i_d1、i_d2、…、i_dN成正比例。

用运算放大器11构成的一阶惯性电路12实现式(12)的函数关系，如图2b中的电抗器6的模拟仿真电路。

用运算放大器11构成的比例积分电路13实现式(13)的函数关系，如图2c中的电容器7的模拟仿真电路。

用运算放大器11构成的比例放大电路15实现式(14)的函数关系，如图2d中的比例放大电路15。

用直/交流电压信号发生器电路16实现图1e中电压源9的模拟仿真，其中

这里e表示电压源9的两端电压。

图3给出了本实用新型的一种PWM功率变换器基本模拟仿真电路，包括电子模拟开关电路10、加法器电路18、加法器电路18L、加法器电路18C、一阶惯性电路12、比例积分电路13、比例放大电路15、直/交流电压信号发生器电路16等。图中，第一电子模拟开关电路10-1用于模拟仿真PWM功率变换器中的功率开关电路的电压关系，第二电子模拟开关电路10-2用于模拟仿真PWM功率变换器中的功率开关电路的电流关系，一阶惯性电路12用于模拟仿真电抗器的电流与电压关系，比例积分电路13用于模拟仿真电容器的电压与电流关系，比例放大电路15用于模拟仿真电阻器的电压与电流关系，加法器电路18L、18C和18用于模拟仿真加法运算，直/交流电压信号发生器电路16用于模拟仿真电压源的电压信号。

图3中，第一电子模拟开关电路10-1的输入为所述PWM功率变换器高压侧电压u_d相应的低电压调理信号，第一电子模拟开关电路10-1的输出

为所述PWM功率变换器低压侧电压u_m相应的低电压调理信号；第二电子模拟开关电路10-2的输入为所述PWM功率变换器低压侧电流i_m相应的低电压调理信号，第二电子模拟开关电路10-2的输出为所述PWM功率变换器高压侧电流i_d相应的低电压调理信号；一阶惯性电路12的输入

为所述电抗器电压u_L相应的低电压调理信号，一阶惯性电路12的输出

为所述电抗器6电流i_L相应的低电压调理信号；比例积分电路13的输入

为所述电容器电流i_C相应的低电压调理信号，比例积分电路13的输出为所述电容器7电压u_C相应的低电压调理信号；比例放大电路15的输入

为所述电阻器8电压u_R相应的低电压调理信号，比例放大电路15的输出为所述电阻器8电流i_R相应的低电压调理信号；加法器电路18L实现一阶惯性电路12的输入信号

的计算，加法器电路18L的输入信号为所述电抗器6所在回路各元件的电压（电压u_L除外）相应的低电压调理信号；加法器电路18C实现比例积分电路13的输入信号

的计算，加法器电路18C的输入信号为所述电容器7所连同一节点各支路的电流（电流i_C除外）相应的低电压调理信号；加法器电路18实现电容电压初始值与电容器电压

的求和计算；第二电子模拟开关10-2的输人信号 $u_{i_m}^c={-u}_{i_L}^c.$

实施例1：

图2f给出了一阶惯性电路图2b的一种带有反相功能的实施例，图中，C0为电容、R0和R1为电阻。图2g给出了比例积分电路图2c的一种带有反相功能的实施例，图中，C1为电容、R2和R3为电阻。图2h给出了比例放大电路图2d的一种带有反相功能的实施例，图中，R5和R6为电阻。

当忽略电抗器6的内阻r_L(即r_L=0)时，图2f一阶惯性电路12中的电阻R1为无穷大（开路），此时一阶惯性电路12简化为积分电路。

当忽略电容器7等效串联电阻r_C(即r_C=0)时，图2g比例积分电路13中的电阻R3=0（短路），此时比例积分电路13简化为积分电路。

实施例2：

图4给出一种半桥降压型PWM变换器拓扑结构，其中，半桥功率开关电路1的半桥功率开关低压侧端子4与一电抗器6的一端连接，电抗器6的另一端连接电容器7和电阻器8，半桥功率开关电路1的高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3连接电压源9，高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3的对地电压为u_p和u_n，有u_p-u_n＝E_d。其中E_d表示电压源9的两端电压，为直流量，电阻器8的两端电压用u_o表示。

由图4可知，电抗器6的两端电压为u_L＝u_m-u_o，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_L}^c=u_{u_m}^c-u_{u_o}^c---\left(15\right)$

电阻器8的电流为i_R＝u_o/R，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_R}^c=\frac{K_i}{K_{u}R}{u}_{u_o}^c---\left(16\right)$

电容器7的电流为i_C＝i_L-i_R，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_C}^c=u_{i_L}^c-u_{i_R}^c---\left(17\right)$

因此，参考图2、图2b、图2c、图2d，可得到对图4的模拟仿真电路如图4a所示，图中，电子模拟开关电路10的控制信号为S，加法器电路18L实现了式(15)，加法器电路18C实现了式(17)，一阶惯性电路12实现了电抗器6的电流信号的模拟，比例积分电路13实现了电容器7的电压信号的模拟，比例放大电路15实现了式(16)表达的电阻器8电流的模拟，直/交流电压发生器实现高压侧的第一/第二电平电压的模拟。当高压侧的第二电平端子3接地时，

当电压源9的中间电平接地时，

电阻器8可以用电流源替代，此时，图4a中比例放大电路15可由一个电压信号发生器替代。

实施例3：

图5给出一种半桥升压型PWM变换器拓扑结构，其中，半桥功率开关电路1低压侧端子4与电抗器6的一端连接，电抗器6的另一端连接电压源9，半桥功率开关电路1的高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3并接电容器7和电阻器8。其中，电压源9的两端电压用e_s表示，为直流量、交流量。

由图5可知，电抗器6的两端电压为u_L＝u_m-e_s，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_L}^c=u_{u_m}^c-u_{e_s}^c---\left(18\right)$

电阻器8的电流为i_R＝u_d/R，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_R}^c=\frac{K_i}{K_{u}R}{u}_{u_d}^c---\left(19\right)$

电容器7的电流为i_C＝i_d-i_R，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_C}^c=u_{i_d}^c-u_{i_R}^c---\left(20\right)$

图5中，直流母线电压u_d＝u_C+U_C0，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_d}^c=u_{u_C}^c+u_{U_{C0}}^c---\left(21\right)$

式中，U_C0表示电容器7的初始电压。

因此，可得到对图5的模拟仿真电路如图5a所示，图中，电子模拟开关电路10的控制信号为S，加法器电路18L实现了式(18)，加法器电路18C实现了式(20)，加法器电路18实现了式(21)，一阶惯性电路12实现了电抗器6的电流信号的模拟，比例积分电路13实现了电容器7的电压信号的模拟，比例放大电路15实现了式(19)比例功能，直/交流电压发生器实现电压源信号

和

的模拟。电阻器8可以用电流源替代，此时，图5a系统模拟仿真电路17中比例放大电路15可由一个电压信号发生器替代。

实施例4：

图6给出一种半桥双向PWM变换器拓扑结构，其中，半桥功率开关电路1的低压侧端子4与电抗器6的一端连接，电抗器6的另一端连接电压源9a，半桥功率开关电路1的高压侧的第一电平端子2和高压侧第二电平端子3并接另一电压源9。与实施例3相比，将图5的电容器7和电阻器8替换为电压源9，因此将图5a中有关电容器7和电阻器8的模拟电路比例积分电路13、加法器电路18和比例放大电路15删除后，针对图6的模拟仿真电路如图6a所示。

实施例5：

图7给出一种单相H桥降压型PWM变换器拓扑结构。与实施例1的图3相比，图7为H桥开关电路。其中，a相半桥功率开关电路低压侧端子4a与一电抗器6的一端连接，电抗器6的另一端并联电容器7和电阻器8，b相半桥功率开关电路低压侧端子4b与电容器7和电阻器8的另一端并联，两相功率开关电路的高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3连接电压源9。

由图7可知，电抗器6的两端电压为u_L＝u_ma-u_mb-u_o，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_L}^c=u_{u_{\mathrm{ma}}}^c-u_{u_{\mathrm{mb}}}^c-u_{u_o}^c---\left(22\right)$

式中，u_ma表示a相半桥功率开关电路低压侧端子4a的对地电压，u_mb表示b相半桥功率开关电路低压侧端子4b的对地电压，u_o表示电阻器8的两端电压。

电阻器8的电流和电容器7的电流相应的低电压调理信号关系为参见式(16)和(17)。

因此，可得到对图7的模拟仿真电路如图7a所示，图中，a和b相功率开关电路分别由第一电子模拟开关电路10a和第二电子模拟开关电路10b模拟，它们的控制信号分别为Sa和Sb，加法器电路18L实现了式(22)，一阶惯性电路12实现了电抗器6电流信号的模拟。其它电路与图5a相同。

当工作在双极性PWM控制模式时，即PWM开关信号Sa与Sb逻辑相反，此时图7a中的两个电子模拟开关电路10a和10b可简化为一个电子模拟开关，如图7b所示。

实施例6：

图8给出一种单相H桥升压型PWM变换器拓扑结构。与实施例3的图5相比，图8为H桥开关电路，其中，a相半桥功率开关电路低压侧端子4a与一电抗器6的一端连接，电抗器6的另一端连接电压源9，b相半桥功率开关电路低压侧端子4b与电压源9另一端连接，两相功率开关电路的高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3并接电容器7和电阻器8。

由图8可知，电抗器6的两端电压为u_L＝u_ma-u_mb-e_s，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_L}^c=u_{u_{\mathrm{ma}}}^c-u_{u_{\mathrm{mb}}}^c-u_{e_s}^c---\left(23\right)$

式中，u_ma表示a相半桥功率开关电路低压侧端子4a的对地电压，u_mb表示b相半桥功率开关电路低压侧端子4b的对地电压，e_s表示电压源9的两端电压。

图8中，直流母线电流i_d等于两相功率开关电流i_da、i_db之和，即i_d＝i_da+i_db，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_d}^c=u_{i_{\mathrm{da}}}^c+u_{i_{\mathrm{db}}}^c---\left(24\right)$

电阻器8的电流和电容器7的电流相应的低电压调理信号关系参见式(19)和(20)。

因此，可得到对图8的模拟仿真电路如图8a所示，图中，a和b相功率开关电路分别由电子模拟开关电路10a和10b模拟，它们的控制信号分别为Sa和Sb，加法器电路18L实现了式(23)，加法器电路18C实现了式(20)和(24)，一阶惯性电路12实现了电抗器6电流信号的模拟，比例积分电路13实现了电容器7电压信号的模拟。其它电路与图5a相同。

当工作在双极性PWM控制模式时，即PWM开关信号Sa与Sb逻辑相反，此时图8a中的两个电子模拟开关电路10a和10b可简化为一个电子模拟开关，如图8b所示。

实施例7：

图9给出一种单相H桥双向PWM变换器拓扑结构。与实施例4的图6相比，图9为H桥开关电路，其中，a相半桥功率开关电路低压侧端子4a与一电抗器6的一端连接，电抗器6的另一端连接电压源9，b相半桥功率开关电路低压侧端子4b与电压源9另一端连接，两相半桥功率开关电路1的高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3并接另一电压源9a。

与实施例6相比，图9是将图8的电容器7和电阻器8替换为电压源9a，因此将图8a中有关电容器7和电阻器8的比例积分电路13、加法器电路18和比例放大电路15删除后，针对图9的模拟仿真电路如图9a所示。

当工作在双极性PWM控制模式时，即PWM开关信号Sa与Sb逻辑相反，此时图9a中的两个电子模拟开关电路10a和10b可简化为一个电子模拟开关，如图9b所示。

实施例8：

图10给出一种三相升压型PWM变换器拓扑结构，图中，a相半桥功率开关电路低压侧端子4a与一电抗器6a的一端连接，电抗器6a的另一端连接电压源9a，b相半桥功率开关电路低压侧端子4b与一电抗器6b的一端连接，电抗器6b的另一端连接电压源9b,c相半桥功率开关电路低压侧端子4c与一电抗器6c的一端连接，电抗器6c的另一端连接电压源9c，三个电压源9的另一端并联在一起，半桥功率开关电路1的高压侧的第一电平端子2和高压侧的第二电平端子3并接电容器7和电阻器8。其中，电压源9a、9b和9c的两端电压分别用e_sa、e_sb和e_sc表示，其公共连接端子对地电压用u_N表示。

由图10可知，电抗器6a的两端电压为u_La＝u_ma-e_sa-u_N，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_{\mathrm{La}}}^c=u_{u_{\mathrm{ma}}}^c-u_{e_{\mathrm{sa}}}^c-u_{u_N}^c---\left(25\right)$

同理，电抗器6b的两端电压相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_{\mathrm{Lb}}}^c=u_{u_{\mathrm{mb}}}^c-u_{e_{\mathrm{sb}}}^c-u_{u_N}^c---\left(26\right)$

电抗器6c电流可有a和b相电抗器电流计算得出，即i_Lc＝-(i_La+i_Lb)，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_{\mathrm{Lc}}}^c=-(u_{i_{\mathrm{La}}}^c+u_{i_{\mathrm{Lb}}}^c)---\left(27\right)$

可得三相电压源中性点电压为

其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_N}^c=\frac{1}{3}(u_{u_{\mathrm{ma}}}^c+u_{u_{\mathrm{mb}}}^c+u_{u_{\mathrm{mc}}}^c-u_{e_{\mathrm{sa}}}^c-u_{e_{\mathrm{sb}}}^c-u_{e_{\mathrm{sc}}}^c)---\left(28\right)$

图10中，直流母线电流i_d等于三相功率开关电流i_da、i_db和i_dc之和，即i_d＝i_da+i_db+i_dc，其相应的低电压调理信号关系为

$u_{i_d}^c=u_{i_{\mathrm{da}}}^c+u_{i_{\mathrm{db}}}^c+u_{i_{\mathrm{dc}}}^c---\left(29\right)$

电阻器8的电流和电容器7的电流相应的低电压调理信号关系参见式(19)和(20)。

因此，可得到对图10的模拟仿真电路如图10a所示，图中，a、b和c相功率开关电路分别由电子模拟开关电路10a、10b和10c模拟，它们的控制信号分别为Sa、Sb和Sc，加法器电路18La实现了式(25)，加法器电路18Lb实现了式(26)，加法器电路18C实现了式式(20)和(29)，加法器电路18实现了式(21)，加法器电路18a实现了式(28)，一阶惯性电路12a实现了电抗器6a电流信号的模拟，一阶惯性电路12b同时实现了电抗器6b电流信号的模拟，加法器电路18a实现了式(27)，即实现了电抗器6c电流信号的模拟，比例积分电路13同时实现了电容器7电压信号的模拟。其它电路与图5a相同。

实施例9：

图11给出一种单相模块化多电平变换器拓扑结构，分为上/下两个桥臂，每个桥臂各由N个子模块SM与一个电抗器级联而成。图中，模块化多电平变换器子模块19由半桥功率开关电路1、电容器7及电阻器8组成。两个电抗器6p和6n的模块化多电平变换器中间端子22与一个电压源9相连，上桥臂顶端子模块的半桥功率开关电路低压侧端子4与模块化多电平变换器正直流母线端子20连接，下桥臂底端子模块的高压侧的第二电平端子3与模块化多电平变换器负直流母线端子21连接，模块化多电平变换器正直流母线端子20和模块化多电平变换器负直流母线端子21与两个串联而成的电压源9p和9n相连。其中，电压源9的两端电压用e_s表示，电压源9p和9n的两端电压都用U_dc/2表示，上、下桥臂N个子模块两端电压分别用u_p、u_n表示。

由图11可知，上桥臂电抗器6p的两端电压为其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_{\mathrm{Lp}}}^c=u_{e_s}^c+u_{u_p}^c-\frac{u_{U_{\mathrm{dc}}}^c}{2}---\left(30\right)$

下桥臂电抗器6n的两端电压为

其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_{\mathrm{Ln}}}^c=-u_{e_s}^c+u_{u_n}^c-\frac{u_{U_{\mathrm{dc}}}^c}{2}---\left(31\right)$

上桥臂子模块输出电压之和为

其相应的低电压调理信号关系为

$u_{u_p}^c=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{u_m}^c\left(p_j\right)---\left(32\right)$

式中，u_m(p_j)表示上桥臂第j个子模块19SM低压侧端子4与其高压侧的第二电平端子3之间的电压。

下桥臂子模块输出电压之和为

其相应的模拟仿真电路信号关系为

$u_{u_n}^c=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{u_m}^c\left(n_j\right)---\left(33\right)$

式中，u_m(n_j)表示下桥臂第j个子模块19SM低压侧端子4与其高压侧的第二电平端子3之间的电压。

图11中，电压源9的电流i_s＝i_Lp-i_Ln，其相应的模拟仿真电路信号关系为

$u_{i_s}^c=u_{i_{\mathrm{Lp}}}^c-u_{i_{\mathrm{Ln}}}^c---\left(34\right)$

因此，可得到对图11a模块化多电平变换器子模块19的模拟仿真电路如图11b所示，图中，电子模拟开关电路10的控制信号为S，加法器电路18C实现了式(20)，比例积分电路13实现了电容器7电压信号的模拟，加法器电路18实现了式(21)，比例放大电路15实现了式(19)比例功能。

采用图11b的模块化多电平变换器子模块的模拟仿真电路23可得到图11整个电路的模拟仿真电路，如图11c所示，图中，系统模拟仿真电路17a和17b分别表示上和下桥臂模拟仿真电路。在系统模拟仿真电路17a中有N个开关信号S(p1)、S(p2),…,S(pN)控制N个模块化多电平变换器子模块的模拟仿真电路23并产生N个电压加法器电路18a实现了式(32)，一阶惯性电路12同时实现了式(30)及电抗器6p电流信号的模拟。在系统模拟仿真电路17b中有N个开关信号S(n1)、S(n2),…,S(nN)控制N个模块化多电平变换器子模块的模拟仿真电路23并产生N个电压加法器电路18b实现了式(33)，加法器电路18La实现了式(30)，加法器电路18Lb实现了式(31)，加法器电路18La实现了式(30)，一阶惯性电路12a实现了电抗器6n电流信号的模拟。加法器电路18实现了式(34)的相电流信号的模拟。

本实施例的方法也可推广到多相模块化多电平变换器。

实施例10：

图12给出了一种二极管箝位式三电平变换器的单相开关电路拓扑结构，该功率开关电路工作状态可用一个3段转换开关来等效，其等效电路如图12a所示。

参考图1a和图2a，可得到图12a的3通道电子模拟开关仿真电路如图12b所示。

实施例11：

图13给出了一种PWM功率变换器的装置系统图，包括：PWM功率变换器主电路25、PWM功率变换器电压电流检测调理电路与驱动电路26及PWM功率变换器控制电路28，其中PWM功率变换器电压电流检测调理电路与驱动电路26主要完成对PWM功率变换器主电路25的电压和电流检测、调理等，将高电压信号及电流信号变换成满足PWM功率变换器控制电路28接口电平要求的模拟仿真电路信号，以便使PWM功率变换器控制电路28直接对其进行数据采集和控制。因此PWM功率变换器主电路25与PWM功率变换器电压电流检测调理电路与驱动电路26相结合是PWM功率变换器控制电路28的被控对象PWM功率变换器主系统27。

图13a给出了采用本实用新型的PWM功率变换器模拟仿真方法的一种半实物实时仿真系统，图中系统模拟仿真电路17实现了针对图13中PWM功率变换器主系统27的模拟仿真。对PWM功率变换器控制电路28而言，PWM功率变换器主系统27的外特性与系统模拟仿真电路17的外特性完全相同。

上述实施例中的加法器电路18L能与一阶惯性电路12组合成带加法功能的一阶惯性电路12；上述实施例中的加法器电路18C能与比例积分电路13组合成带加法功能的比例积分电路13。

上述虽然结合附图对本实用新型的具体实施方式进行了描述，但并非对本实用新型保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本实用新型的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本实用新型的保护范围以内。

Claims (1)

1.一种PWM功率变换器模拟仿真电路，其特征是，包括第一电子模拟开关电路和第二电子模拟开关电路，所述第一电子模拟开关电路的输出端与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与一阶惯性电路的输入端连接，所述一阶惯性电路的输出端分别与第二电子模拟开关电路的输入端和第二加法器的输入端连接，所述第二电子开关模拟电路的输出端与第二加法器连接，所述第二加法器的输出端与比例积分电路连接，所述比例积分电路与第三加法器的输入端连接，所述第三加法器的输出端通过比例放大电路连接第二加法器的输入端；第三加法器的输入端还与直/交流电压信号发生器的输出端连接，所述直/交流电压信号发生器的输出端还与第二电子模拟开关电路连接；第三加法器的输出端还与第一电子模拟开关电路的输入端连接，所述第一电子模拟开关电路和第二电子模拟开关电路的输入端均与外部控制信号连接。

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