CN202840948U

CN202840948U - 高升压比直流电源

Info

Publication number: CN202840948U
Application number: CN 201220352958
Authority: CN
Inventors: 陆飞; 王男; 杨喜军; 唐厚君
Original assignee: Shanghai Jiaotong University
Current assignee: Shanghai Jiaotong University
Priority date: 2012-07-20
Filing date: 2012-07-20
Publication date: 2013-03-27
Anticipated expiration: 2022-07-20

Abstract

本实用新型公开一种电力电子技术领域的高升压比直流电源，包括升压电路和滤波电路，所述升压电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连，所述升压电路的输入端与电源的正极和负极相连；所述滤波电路为电容滤波电路，滤波电路的两端分别连接升压电路的两个输出端，并作为高升压比直流电源的输出端。本实用新型输出电压等级高，输出直流电压稳定，电路结构简单，开关应力小，电源利用率高，成本低廉，适合低直流电压输入-高直流电压输出的应用场合，如光伏发电、电动汽车和通信电源等。

Description

高升压比直流电源

技术领域

本实用新型涉及一种电力电子技术领域的高升压比直流电源，具体地说，涉及的是一种大于15倍压输出的直流升压变换器。

背景技术

DC-DC升压变换器是光伏发电、电动汽车和通信电源的重要组成部分。随着我国光伏产业、新能源汽车和通信的迅猛发展，对于DC-DC升压变换器的需求越来越旺盛，对DC-DC升压变换器的输出电压等级要求也越来越高。体积小、重量轻、稳定性好、安全系数高、低直流电压输入的DC-DC升压变换器符合光伏发电、电动汽车和通信的发展要求，具有良好的应用前景。

DC-DC升压变换器为了完成较低直流电压输入-高直流电压输出，可以采用带隔离升压变压器的方案和非隔离方案。目前对于后者可以采用两种倍压方法：二级交错和二级串联。二级倍压电路将输入的低直流电压升压变换为高直流电压，电路结构简单，控制容易，成本较低，但是升压能力仍然有限，不能满足较低直流电压供电的应用场合。

与带隔离型升压变压器的方案相比，非隔离型的DC-DC变换器具有体积小，结构简单，成本低廉，电源利用率高，稳定可靠的优点。

经过对现有适合低压直流电压输入-高压直流电压输出应用场合的升压变换器技术的检索发现，“A Bridgeless Interleaved PWM Boost Rectifier with IntrinsicVoltage-Doubler Characteristic”（Telecommunications Energy Conference,2009）中描述的DC-DC升压变换器的输出电压等级低，功能和性能较差，很难应用于光伏发电、电动汽车和通信电源等应用场合。

为了完成较低直流电压输入-高直流电压输出，采用高升压比直流电路，电源利用率高，输出直流电流波幅小，供电质量高，扩大低压电源的应用场合。

综上所述，现有的低直流电压输入-高直流电压输出变换器的输出电压等级低，不适用于光伏发电、电动汽车和通信电源等需要高电压等级输出的场合。随着实践应用的扩大，设计一种结构简单、控制简便、成本低廉、输出电压等级高的升压变换器已成为本领域技术人员的当务之急。

实用新型内容

本实用新型的目的在于解决现有技术中的上述不足，提供一种高升压比直流电路，即三倍压DC-DC升压变换器，使其实现DC/DC变换。

为实现上述的目的，本实用新型所述的一种高升压比直流电路，包括依次级联的升压电路和滤波电路，其中所述升压电路的输出端与所述滤波电路的输入端相连，所述升压电路两端分别与两个电源的正极和负极相连；所述滤波电路为电容滤波电路，两端分别相连整流器的两个输出端。

所述的升压电路为高升压比直流电路：第一电解电容正极与输入电源正极相连，负极与输入电源负极相连。第一电感两端分别与输入电源正极和第一节点A相连，第二电感两端分别与输入电源正极和第二节点B相连，第三电感两端分别与输入电源正极和第三节点C相连。第一双向开关集电极与第一节点A相连，发射极与输入电源负极相连；第二双向开关集电极与第二节点B相连，发射极与输入电源负极相连；第三双向开关集电极与第三节点C相连，发射极与输入电源负极相连。第一二极管的阳极与第一节点A相连，阴极与第四节点D相连；第二二极管阳极与输出电源负极相连，阴极与第一节点A相连；第三二极管阳极与第四节点D相连，阴极与输出电源正极相连；第四二极管阳极与第三节点C相连，阴极与输出电源正极相连；第五二极管阳极与输出电源负极相连，阴极与第三节点C相连。第二电解电容负极与第二节点B相连，正极与第四节点D相连；第三电解电容负极与第五节点E相连，正极与第二节点B相连；第四电解电容负极与输出电源负极相连，正极与第五节点E相连。

所述的三个双向开关的门极接受PWM脉冲控制信号，并且使得三个双向开关的工作时序为：在一个开关周期内，初始时，第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关同时开通；第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关依次关断，时间依次相差1/3个开关周期，第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关依次开通，时间依次相差1/3个开关周期；第二电解电容、第三电解电容和第四电解电容的电压相等，第五电解电容的电压是第二电解电容、第三电解电容和第四电解电容的电压的3倍；每个双向开关的门极接受PWM脉冲控制信号的占空比相同。如此循环，输出三倍压直流电压。

所述的滤波电路为电容滤波电路，第五电解电容正极与输出电源正极相连，负极与输出电源负极相连，第一电阻为稳定电阻与第五电容两端并联。

采用上述技术方案，本实用新型利用三级交错DC-DC升压电路将低直流电压转换为高直流电压进行处理，制定了低直流电压输入-高直流电压输出的升压变换器，升压结构简单，控制方便，可将输入较低直流电压升压处理，开关应力小，电源利用率高，输出电压稳定性好，安全系数高，能够适应电动汽车和通信电源等应用场合。本实用新型具有设计结构新颖、通用性强、成本低等优点。

附图说明

图1为本实用新型电路原理图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例对本实用新型的技术方案作进一步的解释，但是以下的内容不用于限定本实用新型的保护范围。

如图1所示，本实施例提供一种24V输入-385V输出的直流升压变换器，功率等级为2.0kW，包括依次级联的升压电路1和滤波电路2，升压电路1的输出端与滤波电路2的输入端相连。

所述的升压电路1为高升压比直流电路：第一电解电容E1正极与输入电源正极P1相连，负极与输入电源负极N1相连。第一电感L1两端分别与输入电源正极P1和第一节点A相连，第二电感L2两端分别与输入电源正极P1和第二节点B相连，第三电感L2两端分别与输入电源正极P1和第三节点C相连。第一双向开关S1集电极与第一节点A相连，发射极与输入电源负极N1相连；第二双向开关S2集电极与第二节点B相连，发射极与输入电源负极N1相连；第三双向开关S3集电极与第三节点C相连，发射极与输入电源负极N1相连。第一二极管FRD1的阳极与第一节点A相连，阴极与第四节点D相连；第二二极管FRD2阳极与输出电源负极N2相连，阴极与第一节点A相连；第三二极管FRD3阳极与第四节点D相连，阴极与输出电源正极P2相连；第四二极管FRD4阳极与第三节点C相连，阴极与输出电源正极P2相连；第五二极管FRD5阳极与输出电源负极N2相连，阴极与第三节点C相连。第二电解电容负极与第二节点B相连，正极与第四节点D相连；第三电解电容负极与第五节点E相连，正极与第二节点B相连；第四电解电容负极与输出电源负极N2相连，正极与第五节点E相连。

所述的高升压比直流电路1中双向开关的门极接受PWM脉冲控制信号，并且使得三个双向开关的工作时序为：在一个开关周期内，初始时，第一双向开关S1、第二双向开关S2和第三双向开关S3同时开通；第一双向开关S1、第二双向开关S2和第三双向开关S3依次关断，时间依次相差1/3个开关周期，第一双向开关S1、第二双向开关S2和第三双向开关S3依次开通，时间依次相差1/3个开关周期；第二电解电容E2、第三电解电容E3和第四电解电容E4的电压相等，第五电解电容E5的电压是第二电解电容E2、第三电解电容E3和第四电解电容E4的电压的3倍；每个双向开关接受PWM脉冲控制信号的占空比相同。如此循环，输出三倍压直流电压。

所述的电感L1~L3为1mH。

所述的电解电容E1为铝电解电容2200μF/50V，电解电容E2~E4为铝电解电容2200μF/250V。

所述的双向开关S1~S3由两个反并联共门极的功率IGBT组成，功率IGBT为IGBT 400V/10A/100°C，双向开关S1~S3的驱动脉冲根据开关电路所需的输出波形进行调节，开关频率为20kHz。

所述的二极管FRD1~FRD5为反向快速恢复型400V/50A/100°C。

所述的滤波电路2为电容滤波电路，第五电解电容E5正极与输出电源正极P2相连，负极与输出电源负极N2相连，第一电阻R1为稳定电阻与第五电容E5并联。

所述的电解电容E5为铝电解电容2200μF/400V。

所述的电阻R1为200kΩ，5%，2.0kW。

本实施例中，输入直流电压为24V，输出直流电压为385V。

本实施例通过以下方式进行工作：升压电路1中，在一个开关周期内，初始时，低压直流输入电压分别为第一电感L1、第二电感L2和第三电感L3充电，双向开关S1、S2和S3的门极接受PWM脉冲控制信号，以占空比0.67<D<1为例，如占空比为0.8时，第一双向开关S1关断，第一电感L1为第二电解电容E2充电；0.2个开关周期后，第一双向开关S1开通，第二电解电容E2为第五电解电容E5充电；2/15个周期后，第二双向开关S2关断，第二电感L2为第三电容电解E3充电；0.2个开关周期后，第二双向开关S2开通，第三电解电容E3为第五电解电容E5充电；2/15个开关周期后，第三双向开关S3关断，第三电感L3为第四电解电容E4充电；0.2个周期后，第三双向开关S3开通，第四电解电容E4为第五电解电容E5充电；当第一双向开关S1关断为第二电解电容E2充电完毕，当第二双向开关S2关断为第三电解电容E3充电完毕，当第三双向开关S3关断为第四电解电容E4充电完毕后，第二电解电容E2、第三电解电容E3和第四电解电容E4的电压相等，第五电解电容E5的电压是第二电解电容E2、第三电解电容E3和第四电解电容E4的电压的3倍；交替等占空比的脉冲控制信号分别驱动三个双向开关，由此实现高升压比直流过程。

本实用新型采用三倍压交错DC-DC变换电路，将输入较低直流电压升高，滤波电路进一步滤波，实现由低直流电压变换为高直流压电输出。该电路结构简单，设计新颖，巧妙地将低直流电压转化为高直流电压进行处理，控制器设计也并不复杂，已获得仿真分析和实验初步验证。而现有的升压变换器方案的不足之处包括：结构复杂，稳定性差，升压比低，成本较高的缺点。

尽管本实用新型的内容已经通过上述优选实施例作了详细介绍，但应当认识到上述的描述不应被认为是对本实用新型的限制。在本领域技术人员阅读了上述内容后，对于本实用新型的多种修改和替代都将是显而易见的。因此，本实用新型的保护范围应由所附的权利要求来限定。

Claims

1.一种高升压比直流电源，包括升压电路和滤波电路，所述的升压电路的输出端与所述的滤波电路的输入端相连，其特征在于：

所述的升压电路为高升压比直流电路：第一电解电容正极与输入电源正极相连，负极与输入电源负极相连；第一电感两端分别与输入电源正极和第一节点A相连，第二电感两端分别与输入电源正极和第二节点B相连，第三电感两端分别与输入电源正极和第三节点C相连；第一双向开关集电极与第一节点A相连，发射极与输入电源负极相连；第二双向开关集电极与第二节点B相连，发射极与输入电源负极相连；第三双向开关集电极与第三节点C相连，发射极与输入电源负极相连；第一二极管的阳极与第一节点A相连，阴极与第四节点D相连；第二二极管阳极与输出电源负极相连，阴极与第一节点A相连；第三二极管阳极与第四节点D相连，阴极与输出电源正极相连；第四二极管阳极与第三节点C相连，阴极与输出电源端正极相连；第五二极管阳极与输出电源负极相连，阴极与第三节点C相连；第二电解电容负极与第二节点B相连，正极与第四节点D相连；第三电解电容负极与第五节点E相连，正极与第二节点B相连；第四电解电容负极与输出电源负极相连，正极与第五节点E相连。

2.根据权利要求1所述的一种高升压比直流电源，其特征在于：所述的三个双向开关的门极接受PWM脉冲控制信号，并且使得三个双向开关的工作时序为：在一个开关周期内，初始时，第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关同时开通；第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关依次关断，时间依次相差1/3个开关周期，第一双向开关、第二双向开关和第三双向开关依次开通，时间依次相差1/3个开关周期；第二电解电容、第三电解电容和第四电解电容的电压相等，第五电解电容的电压是第二电解电容、第三电解电容和第四电解电容的电压的3倍；每个双向开关的门极接受PWM脉冲控制信号的占空比相同；如此循环，输出三倍压直流电压。

3.根据权利要求1或2所述的一种高升压比直流电源，其特征在于：所述的滤波电路为电容滤波电路，第五电解电容正极与输出电源正极相连，负极与输出电源负极相连，第一电阻为稳定电阻与第五电容两端并联。

4.根据权利要求1或2所述的一种高升压比直流电源，其特征在于：所述的滤波电路的输出端输出高直流电压。