CN202634314U - 一种两极式单相光伏逆变器 - Google Patents

一种两极式单相光伏逆变器 Download PDF

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Abstract

本实用新型涉及一种两极式单相光伏逆变器。所述逆变器包括前级BOOST升压电路输出端与中间级电容并联，后级逆变电路包括与中间级电容并联的第一电路和第二电路，第一电路包括依次串联的第二、第四、第六开关；第二电路包括依次串联的第三、第五、第七开关；第二、第四开关节点和第五、第七开关节点之间串联第二二极管，第四、第六开关节点和第三、第五开关节点之间串联第三二极管，第二、第四开关节点与后级逆变电路输出端之间串联第二电感，第三、第五开关节点与后级逆变电路输出端之间串联第三电感，后级逆变电路输出端与电网并联。本实用新型方案可以有效减小漏电流，优化逆变效率，适应输入电压大范围变化。

Description

一种两极式单相光伏逆变器
技术领域
本实用新型涉及逆变器技术领域，更具体地涉及一种两极式单相光伏逆变器。
背景技术
单相光伏逆变器通常采用H桥逆变电路，桥臂上采用四个开关管，单极式单相光伏逆变器输入电压理论上不能小于311V，实际应用上输入电压更是高达400V，当输入电压大范围变化，尤其是低电压输入情况下，单极式单相光伏逆变器不能正常工作。
H桥逆变电路，采用控制简易的双极性调制，通过工频变压器隔离或无变压器隔离直接并网进行发电。采用工频变压器隔离的技术方案，其体积大、成本高、效率低下的缺点无法避免。而采用无变压器隔离直接并网发电的技术方案，由于太阳能电池板占地面积较大，分布电容造成的影响不容忽视，且共模漏电流较大，威胁人身安全。
H桥逆变电路，四个开关管通常采用相同规格的器件(IGBT管或MOSFET管)。采用IGBT管组成的H桥逆变电路，由于IGBT管导通压降的非线性，逆变效率会随着输入功率的增大而升高，随着输入功率的减小而降低；采用MOSFET管组成的H桥逆变电路，由于MOSFET管导通压降是线性的，逆变效率会随着输入功率的增大而降低，随着输入功率的减小而升高。因此，在输入电压大范围变化时，单独采用IGBT管或单独采用MOSFET管的逆变效率较低。
实用新型内容
为弥补上述缺陷，本实用新型要解决的技术问题是提出一种两极式单相光伏逆变器及其逆变方法，该逆变器适应输入电压大范围变化，可以有效减小漏电流，优化逆变效率。
为了解决上述技术问题，本实用新型采用以下技术方案予以实现。
第一种技术方案：
一种两极式单相光伏逆变器，其特征在于，包括前级BOOST升压电路、中间级电容和后级逆变电路；
所述前级BOOST升压电路输出端与所述中间级电容并联；所述前级BOOST升压电路包括开关器件，所述开关器件为IGBT管；
所述后级逆变电路包括与所述中间级电容并联的第一电路和与第一电路并联的第二电路，所述第一电路包括依次串联的第二、第四、第六开关器件；所述第二电路包括依次串联的第三、第五、第七开关器件；所述第二、第四开关器件公共节点和所述第五、第七开关器件公共节点之间串联第二二极管，所述第四、第六开关器件公共节点和所述第三、第五开关器件公共节点之间串联第三二极管，所述第二、第四开关器件公共节点与所述后级逆变电路输出端之间串联第二电感，所述第三、第五开关器件公共节点与所述后级逆变电路输出端之间串联第三电感，所述后级逆变电路输出端与电网并联；所述第四、第五开关器件为IGBT管，所述第二、第三、第六和第七开关器件为MOSFET管。
上述技术方案的特点和进一步改进在于：
(1)所述中间级电容为多个同规格并联的铝电解电容。
(2)所述中间级电容为多个同规格先串联后并联的铝电解电容。
(3)所述前级BOOST升压电路为多个并联连接的BOOST升压电路。
第二种技术方案：
采用第一种技术方案的两极式单相光伏逆变器逆变的方法，其特征在于，
电网电压正半周期时，第四开关器件导通：当第三和第六开关器件导通时，第二、第五和第七开关器件关断，电流依次流经第三开关器件、第三电感、电网、第二电感、第四开关器件和第六开关器件，实现向电网供电；当第三和第六开关器件关断时，电流依次流经第四开关器件、第三二极管、第三电感、电网和第二电感构成续流回路；
电网电压负半周期时，第五开关器件导通：当第二、第七开关器件导通时，第三、第四和第六开关器件关断，电流依次流经第七开关器件、第五开关器件、第三电感、电网、第二电感、第二开关器件，实现向电网供电；当第二和第七开关器件关断时，电流依次流经第五开关器件、第二二极管、第三电感、电网和第二电感构成续流回路。
上述技术方案的特点和进一步改进在于：
(1)所述第三、第六开关器件均采用100Hz正弦半波和20kHz三角载波共同调制的驱动波形信号。
(2)所述第二、第七开关器件均采用100Hz正弦半波和20kHz三角载波共同调制的驱动波形信号。
(3)第四、第五开关器件均采用50Hz驱动信号，所述驱动信号为方波信号。
(4)所述中间级电容采用多个同规格铝电解电容并联或先串联后并联。
(5)所述前级BOOST升压电路采用多个BOOST升压电路并联连接。
由于MOSFET管的导通压降是线性的，在轻载的情况下有更低的导通压降，而IGBT管的导通压降是非线性特性，在满载情况下具有小的导通压降。本实用新型技术方案结合二者优点，采用IGBT管、MOSFET管混合组成的逆变电路，适应输入电压大范围变化，在负载变化很大的情况下仍然具有很高的逆变效率，且极大地减小了共模漏电流。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本实用新型的技术方案作进一步详细说明。
图1为本实用新型实施例中两极式单相光伏逆变器电路原理图；
图2为本实用新型实施例中逆变电路时序控制仿真示意图；
图3为本实用新型实施例中逆变电路共模电压、共模电流示意图；
图4为本实用新型实施例中两级式单相光伏逆变器的逆变效率测试曲线图。
具体实施方式
结合图1，包括前级双BOOST(The Boost Converter)升压电路、中间级电解电容C1和后级逆变电路，双BOOST升压电路包括第一BOOST升压电路和第二BOOST升压电路，第一BOOST升压电路输出端与中间级电容C1并联，第二BOOST升压电路输出端与中间级电容C1并联；第一BOOST升压电路的开关器件Q1和第二BOOST升压电路的开关器件Q8均为IGBT管；后级逆变电路包括与中间级电容C1并联的第一电路和与第一电路并联的第二电路，第一电路包括依次串联的第二、第四、第六开关器件，即Q2、Q4、Q6；第二电路包括依次串联的第三、第五、第七开关器件，即Q3、Q5、Q7；Q2、Q4公共节点和Q5、Q7公共节点之间串联二极管D2，Q4、Q6公共节点和Q3、Q5公共节点之间串联二极管D3，Q2、Q4公共节点与后级逆变电路输出端之间串联电感L2，Q3、Q5公共节点与后级逆变电路输出端之间串联电感L3，后级逆变电路输出端与电网并联；Q4、Q5为IGBT管，Q2、Q3、Q6、Q7为MOSFET管；中间级铝电解电容C1采用多个同规格铝电解电容并联的方式或先串联后并联的方式来达到设计目标的耐压值、容量值。
如果输入电压Vpv1、Vpv2小于Vdc(Vdc设置为360V)。BOOST电路开始工作，升压为360V后输出，为后级逆变电路提供足够的母线电压。BOOST电路输出电压360V与Vpv1、Vpv2的关系式为Vpv1×T/(T-Ton)＝360或Vpv2×T/(T-Ton)＝360，其中T为开关周期，Ton为开关导通时间。如果输入电压Vpv1、Vpv2大于或等于360V，BOOST电路不工作，后级逆变电路有足够的母线电压，将直流电逆变为交流电注入电网。
后级逆变电路采用单极性双边调制方式，开关管Q4、Q5的驱动信号为频率50Hz的方波信号，且互为导通，控制逆变电路输出的正弦交流电的极性；开关管Q3、Q6的驱动信号相同，均采用100Hz正弦半波和20kHz三角载波共同调制的波形信号；开关管Q2、Q7的驱动信号相同，均采用100Hz正弦半波和20kHz三角载波共同调制的波形信号；开关管Q3、Q6与开关管Q2、Q7交替导通，控制逆变电路输出的正弦交流电的幅值。
后级逆变电路的工作过程是：
电网电压正半周时，开关管Q4导通：当开关管Q3、Q6高频导通时，开关管Q2、Q5、Q7关断，电源电流依次流经开关管Q3、电感L3、交流电网、电感L2、开关管Q4、Q6，实现向电网供电；当开关管Q3、Q6关断时，并网电流依次流经开关管Q4、二极管D3、电感L3、交流电网、电感L2构成续流回路。
电网电压负半周时，开关管Q5导通：当开关管Q2、Q7高频导通时，开关管Q3、Q4、Q6关断，电流依次流经开关管Q7、Q5、电感L3、交流电网、电感L2和开关管Q2，实现向电网供电；当开关管Q2、Q7关断时，并网电流经过开关管Q5、二极管D2、电感L2、交流电网、电感L3构成续流回路。
结合图2，各图周期T均为20ms；Q3、Q6均采用100Hz正弦半波和20kHz三角载波共同调制驱动波形信号，产生Q3、Q6驱动波形为含有锯齿形波动的矩形波，前半周期电压在0～1.0V锯齿形波动，Q3、Q6导通，后半周期电压为0V，Q3、Q6关断；Q2、Q7均采用100Hz正弦半波和20kHz三角载波共同调制的驱动波形信号，产生Q2、Q7驱动波形为含有锯齿形波动的矩形波，前半周期为0V，Q2、Q7关断，后半周期电压在0～1.0V锯齿形波动，Q2、Q7导通；开关管Q5采用50Hz的驱动波形，该驱动波形为矩形波，前半周期为0V关断，后半周期为1.0V导通；开关管Q4采用50Hz的驱动波形，该驱动波形为矩形波，前半周期为1.0V导通，后半周期为0V关断；滤波前电压波形为含有锯齿形波动的矩形波，前半周期电压为0～400V进行锯齿形波动，后半周期电压为-400～0V进行锯齿形波动；并网电流输出波形为正弦波，频率为50Hz，与电网电压同频同相。
结合图3，从上到下依次为：直流母线负端共模电压波形图，直流母线负端共模电流波形图，直流母线正端共模电压波形图，直流母线正端共模电流波形图，各图周期T均为20ms。直流母线负端共模电压波形图，最大电压近似0V，最小电压近似350V；直流母线负端共模电流波形图，漏电流近似为0mA；直流母线正端共模电压波形图，最大电压近似350V，最小电压近似为0V；直流母线正端共模电流波形图，漏电流近似为0mA。可以看出，母线正端、负端共模电压波形均为一直流分量上叠加一个50Hz低频分量，因此流过等效分布电容的漏电流就非常小。
结合图4，从左到右三个波形依次为输入电压在250V、325V、575V的逆变效率曲线，从图中可以看出逆变器的输出效率均可以达到97％，且在97％附近波动后趋于稳定。从实验测试，输入电压在150V～600V的范围内，逆变器均能正常工作，能适应输入电压大范围变化。
本实用新型技术方案极大地减小了漏电流，在负载变化很大的情况下仍然具有很高的逆变效率。经实际测试，输入电压在150V～600V的范围内，逆变器均能正常工作，逆变器的最大效率可以达到97％，且该逆变器能适应输入电压大范围变化。
本实用新型还有多种实施方式，但凡在本实用新型的精神和实质范围内，所作的任何改变、等同替换、改进，均在本实用新型的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种两极式单相光伏逆变器，其特征在于，包括前级BOOST升压电路、中间级电容和后级逆变电路；
所述前级BOOST升压电路输出端与所述中间级电容并联；所述前级BOOST升压电路包括开关器件，所述开关器件为IGBT管；
所述后级逆变电路包括与所述中间级电容并联的第一电路和与第一电路并联的第二电路，所述第一电路包括依次串联的第二、第四、第六开关器件；所述第二电路包括依次串联的第三、第五、第七开关器件；所述第二、第四开关器件公共节点和所述第五、第七开关器件公共节点之间串联第二二极管，所述第四、第六开关器件公共节点和所述第三、第五开关器件公共节点之间串联第三二极管，所述第二、第四开关器件公共节点与所述后级逆变电路输出端之间串联第二电感，所述第三、第五开关器件公共节点与所述后级逆变电路输出端之间串联第三电感，所述后级逆变电路输出端与电网并联；所述第四、第五开关器件为IGBT管，所述第二、第三、第六和第七开关器件为MOSFET管。
2.如权利要求1所述的两极式单相光伏逆变器，其特征在于，所述中间级电容为多个同规格并联的铝电解电容。
3.如权利要求1所述的两极式单相光伏逆变器，其特征在于，所述中间级电容为多个同规格先串联后并联的铝电解电容。
4.如权利要求1所述的两极式单相光伏逆变器，其特征在于，所述前级BOOST升压电路为多个并联连接的BOOST升压电路。
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