CN201846078U - 交错单周控制补偿电流发生器 - Google Patents

Abstract

本实用新型涉及一种交错单周控制补偿电流发生器。它具有电流跟踪误差小、跟踪速度快、开关频率固定等优点，并通过纹波交错对消方式显著降低输出补偿电流的纹波分量。它包括三相逆变桥I和三相逆变桥II，两者输出端分别串联电流互感器组I和电流互感器组II，然后分别与三相电感器I和三相电感器II连接；三相电感器I和三相电感器II的输出端并联后接三相被补偿电力线路；所述两三相逆变桥分别与各自的脉冲驱动装置连接，各脉冲驱动装置分别与相应的电流检测单元I和电流检测单元II、同步脉冲发生单元、电压参数运算单元和指令电流运算单元连接，各电流检测单元与各自的电流互感器组连接，两运算单元与对应的检测单元连接。

Description

交错单周控制补偿电流发生器 

技术领域

本实用新型涉及一种用于对电力系统中的谐波电流和无功电流进行主动跟踪补偿的交错单周控制补偿电流发生器。 

背景技术

采用现代电力电子技术对电力系统中的谐波电流和无功电流进行主动补偿，是近年来发展起来的柔性输电技术(FACTS)和用户电力技术(D-FACTS)中的重要内容。例如并联有源电力滤波器(APF)和静止同步补偿器(STATCOM)等，都属于采用现代电力电子技术制造的补偿电流发生器。 

为了取得高效率、高速度的补偿效果，这类补偿电流发生器常采用滞环跟踪方法或PWM方法对其中的逆变桥进行调制驱动，以产生所需的快速变化的高强度补偿电流。滞环跟踪调制方法电流跟踪速度最快，且电流跟踪精度高，但存在载波频率不确定的缺点；采用三角波进行调制的线性PWM方法载波频率固定，但电流跟踪速度较低，跟踪误差较大。 

单周控制是近年来电力电子技术领域中日益受到重视的一种新型控制方法。单周控制是一种非线性控制法，其基本思想是：控制开关占空比，在每个周期内使逆变器开关变量的平均值与控制参考值相等或成一定比例，从而消除稳态和瞬态误差。单周控制具有反应快、控制精度高、控制电路简单、控制性能对系统参数变化不敏感等优点，在开关电源变换器中有很多应用。关于单周控制方法在并联有源电力滤波器等补偿电流发生器中的应用，已有大量研究文献，但几乎所有文献所涉及的有源电力滤波器单周控制方法，其控制目标都是基于以下控制方程(李承.基于单周控制理论的有源电力滤波器与动态电压恢复器研究.博士学位论文，华中科技大学，2005)： 

$\frac{2}{T}{\∫}_0^{\mathrm{dT}}{v}_c\left(t\right)\mathrm{dt}=R_e\·i_s+v_c\left(t\right)$

或： 

R_e·i_s＝(2d-1)·v_c(t)＝v_s(t) 

其中：T是开关周期，d是开关占空比，R_e等效负载电阻，i_s是补偿后的电源电流，v_c(t)是电容器电压，v_s(t)是交流电源电压。 

按此控制方程实施控制的效果是：补偿后，电源电流i_s与电源电压v_s(t)成正比，系统等效为一个功率因数为1的纯电阻R_e。 

然而，在实际应用中对补偿效果的要求是多样化的，往往要求补偿电流发生器能够完全跟踪指令电流产生所需补偿电流，而不是简单地把被补偿系统的功率因数补偿为1。上述控制方程的控制目标过于单一，不能满足多样化的实际补偿需求；同时，采用上述控制方程时， 如果电源电压波形存在畸变，则补偿后的电流波形也会发生同样畸变；而且由于控制方程中的参考值R_ei_s中包含补偿电流中的纹波电流，当纹波电流较大时会显著影响控制精度。 

文献[庄华等.基于ipiq法和单周控制的三相有源电力滤波器.电气应用，2006，25(11)：47-51]研究了控制目标是仅对系统中谐波分量进行补偿的有源电力滤波器单周控制方法，其控制方程为： 

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{\mathrm{dT}}{i}_s\mathrm{dt}=h\·(i_{\mathrm{Lf}}-i_s)$

其中：T是开关周期，d是开关占空比，i_s是补偿后的电源电流，h是放大倍数，i_Lf是负载电流的基波分量。 

该方法可以避免有源电力滤波器补偿基波无功电流，但对控制目标多样性的改善有限；而且由于方程右边的参考值中仍然包含补偿电流中的纹波电流，当纹波电流较大时同样会显著影响控制精度。该文献指出，h越大电源电流i_s越接近参考值，但h很大时上述控制方程可改写为： 

$(i_{\mathrm{Lf}}-i_s)=\frac{1}{h}\·\frac{1}{T}{\∫}_0^{\mathrm{dT}}{i}_s\mathrm{dt}\≈0$

这实际是对i_s峰值的控制，而非对i_s的单周期平均值的控制，由于i_s中不可避免地包含有补偿电流的纹波分量，必然导致i_s的单周期平均值偏离参考值。 

文献[雷鹏等.ipiq检测法的单周控制三电平有源电力滤波器.高电压技术，2007，33(11)：143-149]研究了采用单周控制方法实现电流跟踪控制，其控制方程为： 

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{\mathrm{dT}}{i}_c\mathrm{dt}=i_{\mathrm{ref}}$

其中：T是开关周期，d是开关占空比，i_c是补偿电流，i_ref是参考电流。 

然而，由于并联有源电力滤波器等补偿电流发生器均以电流连续模式工作，在每个开关周期T内的(1-d)T时段内，补偿电流i_c并不恒等于0，也是电流单周期平均值的组成部分；上述控制方程左侧的算式仅在0-dT时段内对i_c积分，因而不能正确计算补偿电流i_c的单周期平均值。在上述控制方程得到满足时，补偿电流i_c的单周期平均值还与被补偿电力线路电压瞬时值以及i_c的变化趋势等因素有关，并不能被唯一确定，导致该方法的电流跟踪误差太大，不能满足实用要求。 

综上所述，公知的用于并联有源电力滤波器等补偿电流发生器的单周控制方法存在以下不足： 

1)控制目标过于单一，不能满足多样化的实际补偿需求； 

2)如果电源电压波形存在畸变，则补偿后的电流波形也会发生同样畸变； 

3)补偿电流中的高频纹波分量会显著影响控制精度； 

4)采用单周控制方法进行电流跟踪控制的探索，控制方程不正确，控制效果差，不能满足实用要求。 

实用新型内容

本实用新型的目的就是为解决上述问题，提供一种适用于并联有源电力滤波器等补偿电流发生器的，能够实现高速度、高精度电流跟踪控制的交错单周控制补偿电流发生器。 

为实现上述目的，本实用新型采用如下技术方案： 

一种交错单周控制补偿电流发生器，它包括三相逆变桥I和三相逆变桥II，两者具有公共的直流母线；在直流母线两极之间接有储能电容器组；所述三相逆变桥I和三相逆变桥II的逆变输出端分别与三相电感器I和三相电感器II的输入端连接；三相电感器I和三相电感器II的输出端相互并联后接三相被补偿电力线路L1、L2和L3；所述三相逆变桥I和三相逆变桥II中各逆变桥臂的控制输入端则分别与各自的脉冲驱动装置连接； 

各脉冲驱动装置分别与相应的电流检测单元I和电流检测单元II的输出端连接，电流检测单元I和电流检测单元II的输入端与各自的电流互感器组I和电流互感器组II的二次侧连接；电流互感器组I和电流互感器组II的一次侧分别串联在三相逆变桥I和三相逆变桥II的逆变输出回路中； 

各脉冲驱动装置还与同步脉冲发生单元连接； 

各脉冲驱动装置的输入端还分别与电压参数运算单元和指令电流运算单元的输出端连接；电压参数运算单元的输入端与交流电压检测单元的输出端连接，指令电流运算单元的输入端则分别与交流电压检测单元的输出端、电流检测单元III的输出端和直流电压检测单元的输出端连接；交流电压检测单元的输入端分别接三相被补偿电力线路L1、L2和L3，它的中线输入端接被补偿电力线路的中线N；电流检测单元III的输入端与电流互感器组III的二次侧连接；电流互感器组III的一次侧串联在被补偿电力线路L1、L2和L3中；直流电压检测单元的三个输入端分别接直流母线的两极和中线N。 

所述脉冲驱动装置有两组，它们的结构完全相同：与三相逆变桥I对应的一组包括驱动单元I-III，驱动单元I-III分别与相应的驱动脉冲生成单元I-III连接；与三相逆变桥II对应的一组包括驱动单元IV-VI，驱动单元IV-VI分别与相应的驱动脉冲生成单元IV-VI连接； 

驱动单元I-VI的各驱动脉冲输入端分别接驱动脉冲生成单元I-VI的各输出端；驱动脉冲生成单元I-III的各输入端①分别接电流检测单元I的三个输出端，驱动脉冲生成单元IV-VI的各输入端①分别接电流检测单元II的三个输出端；驱动脉冲生成单元I、IV的各输入端②相互连接在一起并与指令电流运算单元的输出端 

连接，其各输入端③相互连接在一起并与电压参数运算单元的输出端v₁连接；驱动脉冲生成单元II、V的各输入端②相互连接在一起并与指令电流运算单元的输出端 

连接，其各输入端③相互连接在一起并与电压参数运算单元的输出端v₂连接；驱动脉冲生成单元III、VI的各输入端②相互连接在一起并与指令 电流运算单元的输出端 

连接，其各输入端③相互连接在一起并与电压参数运算单元的输出端v₃连接；驱动脉冲生成单元I-III的各输入端④相互连接在一起并与同步脉冲发生单元的输出端P₁连接，驱动脉冲生成单元IV-VI的各输入端④相互连接在一起并与同步脉冲发生单元的输出端P₂连接。 

所述驱动脉冲生成单元I-VI具有相同的内部结构，每个驱动脉冲生成单元均由减法运算单元I、基准电压单元I、比例运算单元I、加法运算单元I、加法运算单元II、电阻器I、电容器I、复位开关、RS触发器、比较器、减法运算单元II、运算放大器、电阻器II、电容器II构成；其中，减法运算单元I的“+”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端①，其“-”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端②，其输出端接比例运算单元I的输入端；加法运算单元I的一个输入端接比例运算单元I的输出端，其另一个输入端接基准电压单元I的输出端，其输出端接加法运算单元II的一个输入端；加法运算单元II的输出端串联电阻器I后接电容器I的一个引出端，电容器I的另一个引出端接电位参考点；电阻器I与电容器I的连接点同时还与加法运算单元II的另一个输入端以及比较器的“+”输入端连接；比较器的“-”输入端接减法运算单元II的输出端，其输出端接RS触发器的R触发端；RS触发器的S触发端接所述驱动脉冲生成单元的输入端④，其输出端Q接所述驱动脉冲生成单元的输出端，其输出端 

接复位开关的控制端；复位开关的两极与电容器I并联；减法运算单元II的“+”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端③，其“-”输入端接运算放大器的输出端；电阻器II跨接在运算放大器的输出端与“-”输入端之间，电容器II的一端接运算放大器的“-”输入端，另一端接所述驱动脉冲生成单元的输入端②；运算放大器的“+”输入端接电位参考点。 

其中的电压参数运算单元由加法运算单元III-V、比例运算单元II-IV、基准电压单元II构成；其中，加法运算单元III-V的各输出端分别接所述电压参数运算单元的输出端v₁、v₂和v₃，其各一个输入端分别接比例运算单元II-IV的各输出端，其各另一输入端相互连接在一起，并与基准电压单元II的输出端连接；比例运算单元II-IV的各输入端分别接所述电压参数运算单元的输入端u₁、u₂和u₃。 

所述储能电容器组由两只电容器串联构成，其串联连接点与被补偿电力线路的中线N连接。 

所述交错单周控制补偿电流发生器的控制方法，其特征是，它的步骤为： 

(1)由直流电压检测单元、交流电压检测单元、电流检测单元III分别测得直流母线电压信号、三相交流电压信号和三相被补偿电流信号，并将其送入指令电流运算单元，由指令电流运算单元采用公知技术计算求出三相补偿电流的指令电流信号 

和 

并按所述连接关系将其分别送入驱动脉冲生成单元I-VI。 

(2)由电压参数运算单元根据三相交流电压信号u₁、u₂和u₃，按照下式计算得出对应的电压参数信号v₁、v₂和v₃： 

v₁＝k₁·u₁+0.5 

v₂＝k₁·u₂+0.5 

v₃＝k₁·u₃+0.5 

其中：k₁＝1/V_dc，V_dc是直流母线电压设定值； 

按所述连接关系将v₁、v₂和v₃分别送入驱动脉冲生成单元I-VI。 

(3)由电流检测单元I分别测得三相逆变桥I的三相输出电流信号i_c11、i_c12、i_c13；由电流检测单元II分别测得三相逆变桥II的三相输出电流信号i_c21、i_c22、i_c23；按所述连接关系将各输出电流信号分别送入驱动脉冲生成单元I-VI。 

(4)由同步脉冲发生单元产生两组同步脉冲信号P₁和P₂，P₁与P₂具有相同的周期T，但P₂较P₁滞后T/2；按所述连接关系将P₁和P₂分别送入驱动脉冲生成单元I-VI。 

(5)驱动脉冲生成单元I-III在同步脉冲信号P₁的同步控制下分别按以下控制方程产生单周控制驱动脉冲： 

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{D_{1}T}[k_2(i_{c11}-i_{c1}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_1+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c1}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{D_{2}T}[k_2(i_{c12}-i_{c2}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_2+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c2}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{D_{3}T}[k_2(i_{c13}-i_{c3}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_3+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c3}^{*}}{\mathrm{dt}}$

驱动脉冲生成单元IV-VI在同步脉冲信号P₂的同步控制下分别按以下控制方程产生单周控制驱动脉冲： 

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{D_{4}T}[k_2(i_{c21}-i_{c1}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_1+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c1}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{D_{5}T}[k_2(i_{c22}-i_{c2}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_2+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c2}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{D_{6}T}[k_2(i_{c23}-i_{c3}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_3+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c3}^{*}}{\mathrm{dt}}$

其中： 

T为同步脉冲周期； 

D_i(i＝1，2，……，6)为第i个驱动脉冲生成单元输出的驱动脉冲占空比，对应驱动脉冲的宽度为D_iT； 

k₂＝k₀L/TV_dc，k₀＝0.5～2是常数，L是三相电感器I和三相电感器II中每相绕组的电感量，V_dc是直流母线电压设定值； 

k₃＝L/V_dc； 

将各驱动脉冲送入各对应的驱动单元I-VI。 

(6)驱动单元I-VI分别按以下规律驱动逆变桥中对应的IGBT： 

当输入的驱动脉冲为高电平时，驱动上桥臂IGBT导通，下桥臂IGBT截止； 

当输入的驱动脉冲为低电平时，驱动上桥臂IGBT截止，下桥臂IGBT导通。 

采用上述方案，对于逆变桥各输出支路的控制目标可一般性地表述为： 

$\frac{1}{T}{\∫}_0^{DT}[k_2(i_c-i_c^{*})+1]\mathrm{dt}=v+k_3\frac{{\mathrm{di}}_c^{*}}{\mathrm{dt}}---\left(1\right)$

其中： 

T为同步脉冲周期； 

D为驱动脉冲生成单元输出的驱动脉冲占空比，对应驱动脉冲的宽度为DT，即每周期上桥臂IGBT导通时间DT，下桥臂IGBT导通时间(1-D)T； 

i_c是逆变桥输出的补偿电流； 

是指令电流； 

v＝k₁·u+0.5，u是被补偿电力线路电压瞬时值； 

k₁、k₂和k₃的意义同前所述。 

将v、k₁、k₂和k₃的定义式代入(1)式，整理可得： 

$\frac{k_{0}L}{T^2}{\∫}_0^{\mathrm{DT}}(i_c-i_c^{*})\mathrm{dt}+{\mathrm{DV}}_{\mathrm{dc}}=u+\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+L\frac{{\mathrm{di}}_c^{*}}{\mathrm{dt}}---\left(2\right)$

当： 

$\frac{k_{0}L}{T^2}{\∫}_0^{\mathrm{DT}}(i_c-i_c^{*})\mathrm{dt}=0---\left(3\right)$

有： 

${\mathrm{DV}}_{\mathrm{dc}}=u+\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+L\frac{{\mathrm{di}}_c^{*}}{\mathrm{dt}}---\left(4\right)$

以直流母线负极作为电压参考点，(4)式的左侧是逆变桥输出电压的单周期平均值，而(4)式的右侧是交流电源电压的瞬时值与输出电感两端电压的和，对应电感电流的变化率等于指令电流的变化率。因此(4)式的本质是驱使补偿电流i_c的单周期平均值按照与指令电流 

相同的变化率跟踪指令电流 

时，开关占空比D所必须满足的方程。 

容易分析，当： 

$\frac{k_{0}L}{T^2}{\&Integral;}_0^{\mathrm{DT}}(i_c-i_c^{*})\mathrm{dt}>0$ 时， ${\mathrm{DV}}_{\mathrm{dc}}<u+\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+L\frac{{\mathrm{di}}_c^{*}}{\mathrm{dt}},$

此时i_c的单周期平均值的变化率小于指令电流 的变化率，将导致以上积分值减小； 

当： 

$\frac{k_{0}L}{T^2}{\&Integral;}_0^{\mathrm{DT}}(i_c-i_c^{*})\mathrm{dt}<0$ 时， ${\mathrm{DV}}_{\mathrm{dc}}>u+\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}+L\frac{{\mathrm{di}}_c^{*}}{\mathrm{dt}},$

此时i_c的单周期平均值的变化率大于指令电流 

的变化率，将导致以上积分值增加； 

当(3)式成立时，电路达到稳态，(4)式同时成立。 

因此，控制方程(1)所对应的控制目标可表述为(3)式和(4)式同时成立。此时有： 

1)补偿电流i_c与指令电流 

的差值在0-DT时间段的平均值为0； 

2)开关占空比D满足驱使补偿电流i_c的单周期平均值按照与指令电流 

相同的变化率跟踪指令电流 

以上两个条件成立，即可保证补偿电流i_c的单周期平均值准确跟踪指令电流 

控制方程(1)或(2)的参考值中不包含补偿电流中的纹波分量，因而其控制精度不受补偿电流纹波分量的影响。 

同时，在所述方案中，对应每相指令电流均有两组逆变桥按相同的控制方程分别实施跟踪，两组逆变桥的同步脉冲具有相同的周期T，但相位相互交错T/2，因此两组逆变桥输出的补偿电流中对应 

的有效分量是相同的，而其中的纹波分量相互交错180度，并联叠加后，有效补偿电流倍增，而有害的纹波电流相互抵消，有效降低了输出电流纹波。采用这种纹波交错对消工作方式，补偿电流发生器可采用较小的输出电感和较低的开关频率工作，以取得较高的电流跟踪速度和较高的工作效率，而又不会导致输出纹波电流幅值过高，因而使补偿电流发生器的综合性能得到显著提高。 

综上所述，本实用新型的有益实施效果为： 

1)提供了一种能够实现补偿电流快速、准确跟踪指令电流的单周控制补偿电流发生器及其控制方法，具有电流跟踪误差小、跟踪速度快、开关频率固定等优点； 

2)所提供单周控制方法的控制精度不受纹波电流影响，控制性能稳定，对系统参数变化不敏感； 

3)提供了一种能够实现电流纹波交错对消的交错单周控制补偿电流发生器及其控制方法，可有效降低补偿电流发生器的输出电流纹波；补偿电流发生器可采用较小的输出电感和较低 的开关频率工作，以取得较高的电流跟踪速度和较高的工作效率，因而使补偿电流发生器的综合性能得到显著提高。 

4)易于实施，易于实现数字化控制。 

附图说明

图1为本实用新型第一实施例结构示意图； 

图2为本实用新型第二实施例结构示意图； 

图3为本实用新型中的驱动脉冲生成单元第一实施例结构示意图； 

图4为本实用新型中的电压参数计算单元第一实施例结构示意图； 

图5为本实用新型实施效果计算机电路仿真波形1； 

图6为本实用新型实施效果计算机电路仿真波形2； 

图7为本实用新型实施效果实验波形1； 

图8为本实用新型实施效果实验波形2； 

其中：1储能电容器组、2三相逆变桥I、3三相逆变桥II、4电流互感器组I、5电流互感器组II、6三相电感器I、7三相电感器II、8驱动单元I、9驱动单元II、10驱动单元III、11驱动单元IV、12驱动单元V、13驱动单元VI、14驱动脉冲生成单元I、15驱动脉冲生成单元II、16驱动脉冲生成单元III、17驱动脉冲生成单元IV、18驱动脉冲生成单元V、19驱动脉冲生成单元VI、20同步脉冲发生单元、21电压参数运算单元、22指令电流运算单元、23直流电压检测单元、24电流检测单元I、25电流检测单元II、26交流电压检测单元、27电流检测单元III、28电流互感器组III、29减法运算单元I、30基准电压单元I、31比例运算单元I、32加法运算单元I、33加法运算单元II、34电阻器I、35电容器I、36复位开关、37RS触发器、38比较器、39减法运算单元II、40运算放大器、41电阻器II、42电容器II、43加法运算单元III、44加法运算单元IV、45加法运算单元V、46比例运算单元II、47比例运算单元III、48比例运算单元IV、49基准电压单元II。 

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本实用新型作进一步说明。 

图1为本实用新型第一实施例结构示意图，适用于三相四线电力线路的补偿； 

如图1所示，一种交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，它由1储能电容器组、2三相逆变桥I、3三相逆变桥II、4电流互感器组I、5电流互感器组II、6三相电感器I、7三相电感器II、8-13驱动单元I-VI、14-19驱动脉冲生成单元I-VI、20同步脉冲发生单元、21电压参数运算单元、22指令电流运算单元、23直流电压检测单元、24电流检测单元I、25电流检测单元II、26交流电压检测单元、27电流检测单元III、28电流互感器组III构成。其中，2三相逆变桥I和3三相逆变桥II具有公共的直流母线，在直流母线两极之间 接有1储能电容器组，1储能电容器组由两只电容器串联构成，其串联连接点与被补偿电力线路的中线N连接；2三相逆变桥I和3三相逆变桥II的逆变输出端分别串联4电流互感器组I和5电流互感器组II的一次侧，然后分别与6三相电感器I和7三相电感器II的输入端连接；6三相电感器I和7三相电感器II的输出端相互并联后接三相被补偿电力线路L1、L2和L3；2三相逆变桥I和3三相逆变桥II中各三组逆变桥臂的控制输入端分别接8-13驱动单元I-VI的对应驱动输出端，8-13驱动单元I-VI的各驱动脉冲输入端分别接14-19驱动脉冲生成单元I-VI的各输出端；14-16驱动脉冲生成单元I-III的各输入端①分别接24电流检测单元I的三个输出端，17-19驱动脉冲生成单元IV-VI的各输入端①分别接25电流检测单元II的三个输出端；14、17驱动脉冲生成单元I、IV的各输入端②相互连接在一起并与22指令电流运算单元的输出端 

连接，其各输入端③相互连接在一起并与21电压参数运算单元的输出端v₁连接；15、18驱动脉冲生成单元II、V的各输入端②相互连接在一起并与22指令电流运算单元的输出端 

连接，其各输入端③相互连接在一起并与21电压参数运算单元的输出端v₂连接；16、19驱动脉冲生成单元III、VI的各输入端②相互连接在一起并与22指令电流运算单元的输出端 

连接，其各输入端③相互连接在一起并与21电压参数运算单元的输出端v₃连接；14-16驱动脉冲生成单元I-III的各输入端④相互连接在一起并与20同步脉冲发生单元的输出端P₁连接，17-19驱动脉冲生成单元IV-VI的各输入端④相互连接在一起并与20同步脉冲发生单元的输出端P₂连接；21电压参数运算单元的三个输入端分别接26交流电压检测单元的三个对应输出端；26交流电压检测单元的三个相线输入端分别接三相被补偿电力线路L1、L2和L3，它的中线输入端接被补偿电力线路的中线N；22指令电流运算单元的直流电压信号输入端接23直流电压检测单元的输出端，其交流电压信号输入端接26交流电压检测单元的输出端，其电流信号输入端接27电流检测单元III的输出端；23直流电压检测单元的三个输入端分别接直流母线的两极和中线N；24电流检测单元I、25电流检测单元II和27电流检测单元III的各三组输入端分别与4电流互感器组I、5电流互感器组II和28电流互感器组III中各对应电流互感器的二次侧连接。 

所述交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，所述14-19驱动脉冲生成单元I-VI具有相同的内部结构，如图3所示，它由29减法运算单元I、30基准电压单元I、31比例运算单元I、32加法运算单元I、33加法运算单元II、34电阻器I、35电容器I、36复位开关、37RS触发器、38比较器、39减法运算单元II、40运算放大器、41电阻器II、42电容器II构成；其中，29减法运算单元I的“+”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端①，其“-”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端②，其输出端接31比例运算单元I的输入端；32加法运算单元I的一个输入端接31比例运算单元I的输出端，其另一个输入端接30基准电压单元I的输出端，其输出端接33加法运算单元II的一个输入端；33加法运算单元II的输出端串联34电阻器I后接35电容器I的一个引出端，35电容器I的另一个引出端接电位参考点；34电阻器I与35电容器I的连接点同时还与33加法运算单元II的另一个输入端以及38比较器的“+”输入端连接；38比较器的“-”输入端接39减法运算单元II的输出端， 其输出端接37RS触发器的R触发端；37RS触发器的S触发端接所述驱动脉冲生成单元的输入端④，其输出端Q接所述驱动脉冲生成单元的输出端，其输出端 接36复位开关的控制端；36复位开关的两极与35电容器I并联；39减法运算单元II的“+”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端③，其“-”输入端接40运算放大器的输出端；41电阻器II跨接在40运算放大器的输出端与“-”输入端之间，42电容器II的一端接40运算放大器的“-”输入端，另一端接所述驱动脉冲生成单元的输入端②；40运算放大器的“+”输入端接电位参考点。 

其中，33加法运算单元II、34电阻器I、35电容器I、36复位开关构成同步复位积分器，在 信号控制下完成每周期的同步积分，选择34电阻器I的阻值和35电容器I的容量使积分时间常数等于同步脉冲周期T；40运算放大器、41电阻器II、42电容器II构成反相微分运算器，选择41电阻器II的阻值和42电容器II的容量，使微分时间常数等于系数k3。 

所述交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，其中的21电压参数运算单元如图4所示，由43-45加法运算单元III-V、46-48比例运算单元II-IV、49基准电压单元II构成；其中，43-45加法运算单元III-V的各输出端分别接所述电压参数运算单元的输出端v₁、v₂和v₃，其各一个输入端分别接46-48比例运算单元II-IV的各输出端，其各另一输入端相互连接在一起，并与49基准电压单元II的输出端连接；46-48比例运算单元II-IV的各输入端分别接所述电压参数运算单元的输入端u₁、u₂和u₃。 

所述交错单周控制补偿电流发生器的控制方法，其特征是，它的步骤为： 

(1)如图1所示，由23直流电压检测单元、26交流电压检测单元、27电流检测单元III分别测得直流母线电压信号、三相交流电压信号和三相被补偿电流信号，并将其送入22指令电流运算单元，由22指令电流运算单元采用公知技术计算求出三相补偿电流的指令电流信号 

和 

并按图1所示连接关系将其分别送入14-19驱动脉冲生成单元I-VI。 

(2)由21电压参数运算单元根据三相交流电压信号u₁、u₂和u₃，按照下式计算得出对应的电压参数信号v₁、v₂和v₃： 

v₁＝k₁·u₁+0.5 

v₂＝k₁·u₂+0.5 

v₃＝k₁·u₃+0.5 

其中：k₁是46-48比例运算单元II-IV的比例系数，k₁＝1/V_dc，V_dc是直流母线电压设定值； 

按图1所示连接关系将v₁、v₂和v₃分别送入14-19驱动脉冲生成单元I-VI。 

(3)由24电流检测单元I分别测得2三相逆变桥I的三相输出电流信号i_c11、i_c12、i_c13；由25电流检测单元II分别测得3三相逆变桥II的三相输出电流信号i_c21、i_c22、i_c23；按图1所示连接关系将各输出电流信号分别送入14-19驱动脉冲生成单元I-VI。 

(4)由20同步脉冲发生单元产生两组同步脉冲信号P₁和P₂，P₁与P₂具有相同的周期T， 但P₂较P₁滞后T/2；按图1所示连接关系将P₁和P₂分别送入14-19驱动脉冲生成单元I-VI。 

(5)14-16驱动脉冲生成单元I-III在同步脉冲信号P₁的同步控制下分别按以下控制方程产生单周控制驱动脉冲： 

$\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{D_{1}T}[k_2(i_{c11}-i_{c1}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_1+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c1}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{D_{2}T}[k_2(i_{c12}-i_{c2}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_2+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c2}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{D_{3}T}[k_2(i_{c13}-i_{c3}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_3+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c3}^{*}}{\mathrm{dt}}$

17-19驱动脉冲生成单元IV-VI在同步脉冲信号P₂的同步控制下分别按以下控制方程产生单周控制驱动脉冲： 

$\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{D_{4}T}[k_2(i_{c21}-i_{c1}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_1+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c1}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{D_{5}T}[k_2(i_{c22}-i_{c2}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_2+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c2}^{*}}{\mathrm{dt}}$

$\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^{D_{6}T}[k_2(i_{c23}-i_{c3}^{*})+1]\mathrm{dt}=v_3+k_3\frac{{\mathrm{di}}_{c3}^{*}}{\mathrm{dt}}$

其中： 

T为同步脉冲周期； 

D_i(i＝1，2，……，6)为第i个驱动脉冲生成单元输出的驱动脉冲占空比，对应驱动脉冲的宽度为D_iT； 

k₂是31比例运算单元I的比例系数，k₂＝k₀L/TV_dc，k₀＝0.5～2是常数，L是6三相电感器I和7三相电感器II中每相绕组的电感量，V_dc是直流母线电压设定值； 

k₃是41电阻器II的阻值与42电容器II的容量的乘积，选择41电阻器II的阻值和42电容器II的容量，使k₃＝L/V_dc； 

将各驱动脉冲送入各对应的8-13驱动单元I-VI。 

(6)8-13驱动单元I-VI分别按以下规律驱动逆变桥中对应的IGBT： 

当输入的驱动脉冲为高电平时，驱动上桥臂IGBT导通，下桥臂IGBT截止； 

当输入的驱动脉冲为低电平时，驱动上桥臂IGBT截止，下桥臂IGBT导通。 

采用上述实施例可实现本实用新型所述控制方法，并取得所述实施效果。 

图2为本实用新型第二实施例结构示意图，适用于三相三线电力线路的补偿； 

第二实施例与第一实施例的不同在于，三相三线电力线路中没有中线，因此第二实施例的装置中也没有中线连接要求，但其他结构均与第一实施例完全相同，其控制方法也与第一实施例完全相同。 

各实施例中的三相逆变桥、电流互感器组、三相电感器、驱动单元、同步脉冲发生单元、指令电流运算单元、直流电压检测单元、电流检测单元、交流电压检测单元、减法运算单元、基准电压单元、比例运算单元、加法运算单元、复位开关、RS触发器、比较器、运算放大器等功能单元均可采用标准元器件和公之技术实现。例如：驱动单元可采用EXB841等驱动模块实现；同步脉冲发生单元可采用CD4011、CD4013等通用数字逻辑芯片实现；直流电压检测单元可采用霍尔电压传感器实现，电流检测单元可采用标准采样电阻和通用运算放大器实现；交流电压检测单元可采用电压互感器和通用运算放大器实现；减法运算单元、比例运算单元、加法运算单元均可采用通用运算放大器实现；基准电压单元可采用TL431等基准电压芯片实现；复位开关可采用CD4066等模拟开关芯片实现；RS触发器可采用CD4013等通用数字逻辑芯片实现；比较器可采用LM339等电压比较器实现。指令电流计算单元可采用TMS320F2812等数字信号处理器构成数字化控制器，根据三相电压信号、负载电流信号和直流电压信号，以瞬时无功理论方法或快速傅里叶变换方法等公知技术方法完成所需的有功电流、无功电流、谐波电流分离和指令电流计算。 

图5为本实用新型实施效果计算机电路仿真波形1。图中的“补偿电流”是按本实用新型所述单周控制方法实施控制的单组逆变桥输出的补偿电流，可以看出，补偿电流能够快速、准确地跟踪指令电流。仿真中采用了较低的开关频率，以便于观察。 

图6为本实用新型实施效果计算机电路仿真波形2。图中“叠加前的补偿电流”是两组逆变桥以本实用新型所述交错方式分别跟踪同一指令电流而分别输出的补偿电流；“叠加后的补偿电流”是两组逆变桥输出的补偿电流并联叠加后的总补偿电流。可以看出，叠加后纹波交错对消，总补偿电流的纹波分量显著降低。叠加后补偿电流的实际幅值是单组逆变桥输出补偿电流的两倍，图中为了便于比较纹波分量的大小，对叠加后补偿电流的纵轴比例作了调整，使其显示幅值与单组逆变桥输出补偿电流相同。 

图7为本实用新型实施效果实验波形1。实验装置为按照本实用新型所述方案构建的实际补偿电流发生器，图中实测波形内容与图6相似，实验验证结果与计算机电路仿真分析结 果一致。 

图8为本实用新型实施效果实验波形2。图中波形为本实用新型所述交错单周控制补偿电流发生器及其控制方法用于有源电力滤波器的实测波形，自上而下分别为负载电流、补偿电流和滤波后的电源电流。可以看出，实验装置具有良好的滤波效果。实验装置对逆变桥输出的补偿电流的纹波作了进一步的滤除，以减小电磁干扰。 

Claims (5)

1.一种交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，它包括三相逆变桥I(2)和三相逆变桥II(3)，两者具有公共的直流母线；在直流母线两极之间接有储能电容器组(1)；所述三相逆变桥I(2)和三相逆变桥II(3)的逆变输出端分别与三相电感器I(6)和三相电感器II(7)的输入端连接；三相电感器I(6)和三相电感器II(7)的输出端相互并联后接三相被补偿电力线路L1、L2和L3；所述三相逆变桥I(2)和三相逆变桥II(3)中各逆变桥臂的控制输入端则分别与各自的脉冲驱动装置连接；

各脉冲驱动装置分别与相应的电流检测单元I(24)和电流检测单元II(25)的输出端连接，电流检测单元I(24)和电流检测单元II(25)的输入端与各自的电流互感器组I(4)和电流互感器组II(5)的二次侧连接；电流互感器组I(4)和电流互感器组II(5)的一次侧分别串联在三相逆变桥I(2)和三相逆变桥II(3)的逆变输出回路中；

各脉冲驱动装置还与同步脉冲发生单元(20)连接；

各脉冲驱动装置的输入端还分别与电压参数运算单元(21)和指令电流运算单元(22)的输出端连接；电压参数运算单元(21)的输入端与交流电压检测单元(26)的输出端连接，指令电流运算单元(22)的输入端则分别与交流电压检测单元(26)的输出端、电流检测单元III(27)的输出端和直流电压检测单元(23)的输出端连接；交流电压检测单元(26)的输入端分别接三相被补偿电力线路L1、L2和L3，它的中线输入端接被补偿电力线路的中线N；电流检测单元III(27)的输入端与电流互感器组III(28)的二次侧连接；电流互感器组III(28)的一次侧串联在被补偿电力线路L1、L2和L3中；直流电压检测单元(23)的三个输入端分别接直流母线的两极和中线N。

2.如权利要求1所述的交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，所述脉冲驱动装置有两组，它们的结构完全相同：与三相逆变桥I(2)对应的一组包括驱动单元I-III(8、9、10)，驱动单元I-III(8、9、10)分别与相应的驱动脉冲生成单元I-III(14、15、16)连接；与三相逆变桥II(3)对应的一组包括驱动单元IV-VI(11、12、13)，驱动单元IV-VI(11、12、13)分别与相应的驱动脉冲生成单元IV-VI(17、18、19)连接；

驱动单元I-VI(8-13)的各驱动脉冲输入端分别接驱动脉冲生成单元I-VI(14-19)的各输出端；驱动脉冲生成单元I-III(14-16)的各输入端①分别接电流检测单元I(24)的三个输出端，驱动脉冲生成单元IV-VI(17-19)的各输入端①分别接电流检测单元II(25)的三个输出端；驱动脉冲生成单元I、IV(14、17)的各输入端②相互连接在一起并与指令电流运算单元(22)的输出端

连接，其各输入端③相互连接在一起并与电压参数运算单元(21)的输出端v₁连接；驱动脉冲生成单元II、V(15、18)的各输入端②相互连接在一起并与指令电流运算单元(22)的输出端

连接，其各输入端③相互连接在一起并与电压参数运算单元(21)的输出端v₂连接；驱动脉冲生成单元III、VI(16、19)的各输入端②相互连接在一起并与指令电流运算单元(22)的输出端

连接，其各输入端③相互连接在一起并与电压参数运算单元(21)的输出端v₃连接；驱动脉冲生成单元I-III(14-16)的各输入端④相互连接在一起并与同步脉冲发生单元(20)的输出端P₁连接，驱动脉冲生成单元IV-VI(17-19)的各输入端④相互连接在一起并与同步脉冲发生单元(20)的输出端P₂连接。

3.如权利要求1所述交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，所述驱动脉冲生成单元I-VI(14-19)具有相同的内部结构，每个驱动脉冲生成单元均由减法运算单元I(29)、基准电压单元I(30)、比例运算单元I(31)、加法运算单元I(32)、加法运算单元II(33)、电阻器I(34)、电容器I(35)、复位开关(36)、RS触发器(37)、比较器(38)、减法运算单元II(39)、运算放大器(40)、电阻器II(41)、电容器II(42)构成；其中，减法运算单元I(29)的“+”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端①，其“-”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端②，其输出端接比例运算单元I(31)的输入端；加法运算单元I(32)的一个输入端接比例运算单元I(31)的输出端，其另一个输入端接基准电压单元I(30)的输出端，其输出端接加法运算单元II(33)的一个输入端；加法运算单元II(33)的输出端串联电阻器I(34)后接电容器I(35)的一个引出端，电容器I(35)的另一个引出端接电位参考点；电阻器I(34)与电容器I(35)的连接点同时还与加法运算单元II(33)的另一个输入端以及比较器(38)的“+”输入端连接；比较器(38)的“-”输入端接减法运算单元II(39)的输出端，其输出端接RS触发器(37)的R触发端；RS触发器(37)的S触发端接所述驱动脉冲生成单元的输入端④，其输出端Q接所述驱动脉冲生成单元的输出端，其输出端接复位开关(36)的控制端；复位开关(36)的两极与电容器I(35)并联；减法运算单元II(39)的“+”输入端接所述驱动脉冲生成单元的输入端③，其“-”输入端接运算放大器(40)的输出端；电阻器II(41)跨接在运算放大器(40)的输出端与“-”输入端之间，电容器II(42)的一端接运算放大器(40)的“-”输入端，另一端接所述驱动脉冲生成单元的输入端②；运算放大器(40)的“+”输入端接电位参考点。

4.如权利要求1所述交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，其中的电压参数运算单元(21)由加法运算单元III-V(43-45)、比例运算单元II-IV(46-48)、基准电压单元II(49)构成；其中，加法运算单元III-V(43-45)的各输出端分别接所述电压参数运算单元(21)的输出端v₁、v₂和v₃，其各一个输入端分别接比例运算单元II-IV(46-48)的各输出端，其各另一输入端相互连接在一起，并与基准电压单元II(49)的输出端连接；比例运算单元II-IV(46-48)的各输入端分别接所述电压参数运算单元(21)的输入端u₁、u₂和u₃。

5.如权利要求1所述交错单周控制补偿电流发生器，其特征是，所述储能电容器组(1)由两只电容器串联构成，其串联连接点与被补偿电力线路的中线N连接。

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