CN201733223U - 双极型晶体管型自激式Buck变换器 - Google Patents
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Abstract
一种双极型晶体管型自激式Buck变换器,包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路,自激式Buck变换器还包括PNP晶体管Q2,PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连,电感L1和二极管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连,PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP晶体管Q1的发射极和基极相连,PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi的负端,电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端,电阻R2和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。本实用新型电路结构简单、元器件数目少。
Description
技术领域
本实用新型涉及自激式直流-直流变换器,应用于小功率开关稳压/稳流电源、高亮度LED驱动电路等,尤其是一种自激式Buck变换器。
背景技术
与小功率线性电源和小功率他激式DC-DC变换器相比,小功率自激式DC-DC变换器具有电路结构简单、元器件数目少、成本低、自启动和自保护性能好、适用工作电压范围宽、效率高等优点。
中国专利ZL99108088.2公开了一种自激式降压DC-DC变换器,如图1所示。由PNP晶体管Q1、耦合电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路,Vi、Vo分别为直流输入、输出电压,R7为负载。耦合电感L2通过电容C1和电阻R3分别与Q1的发射极和基极相连,PNP晶体管Q2的发射极和集电极也分别与Q1的发射极和基极相连。Q1的基极由电阻R4接到Vi的负端。R1和R2相串联并接于Q1的发射极和NPN晶体管Q3的集电极两端,R1和R2的接点与Q2的基极相连。R5和R6的串联支路并接于Vo两端,R5和R6的接点与Q3的基极相连。Q3的发射极接于Vi的负端。该自激式降压DC-DC变换器的工作原理如下:当电路刚上电时,Q1饱和导通,D1、Q2均截止,Vi、Q1、L1、C2、R7、R5、R6形成回路,L1和C2都处于充电储能状态。在充电过程中,L1的电流增加,电路的输出电压增加,相应地Q1的射集极电压也随之增加,Q1的工作点逐渐退出饱和区,同时L1两端的电压下降。通过耦合L2两端的电压也随之减小,同时加大了对Q1基极电流的分流量,造成Q1的基极电流和集电极电流减小,进一步增加Q1的射集极电压,电路进入一种强烈的正反馈。这种正反馈工作的结果是Q1的集电极电流迅速减小,当小于L1的电流时D1就开始导通为L1续流,随后Q1截止。此时,L1、C2、R7、R5、R6和D1形成回路,L1进入放电释能状态。待L1放电结束,D1截止,Q1又重新饱和导通,进入下一个自激周期。经历若干个周期后,当输出电压达到设定值Vo,电压反馈支路R5、R6、Q3、R1、R2和Q2开始工作。当输出电压高于设定值时,Q3导通,导致Q2导通并分流一部分Q1的基极电流,达到缩短Q1导通时间、延长Q1关断时间的目的;当输出电压低于设定值时,Q3截止,导致Q2截止,Q1的开关时间又恢复原样。由此,电路实现输出稳压。该电路的不足之处在于:必需耦合电感L2参与电路的自激工作,耦合电感L1和L2制作较复杂,电路元器件数目较多,对减小产品的成本和体积不利。
发明内容
为了克服现有的自激式DC-DC变换器的电路结构复杂、元器件数目较多的不足,本实用新型提供一种电路结构简单、元器件数目少的双极型晶体管型自激式Buck变换器。
本实用新型解决其技术问题所采用的技术方案是:
一种双极型晶体管型自激式Buck变换器,包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路,负载R6两端的电压为直流输出电压Vo,直流输入电压Vi的负端与直流输出电压Vo的负端相连,所述负载R6与电容C2并联,所述直流输出电压Vo的正端和电容C2的接点与电感L1的一端相连,所述电感L1的另一端与二极管D1的阴极连接,所述二极管D1的阳极与直流输入电压Vi的负端相连,所述直流输出电压Vo的负端和电容C2的接点与直流输入电压Vi的负端相连;所述自激式Buck变换器还包括PNP晶体管Q2,PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连,电感L1和二极管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连,PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP晶体管Q1的发射极和基极相连,PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi的负端,电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端,电阻R2和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。
作为优选的一种方案:所述自激式Buck变换器还包括电压反馈支路,稳压管Z1和电阻R5的串联支路并接于直流输出电压Vo两端,稳压管Z1和电阻R5的接点和NPN晶体管Q3的基极相连;NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连,NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。
作为优选的另一种方案:所述自激式Buck变换器还包括电流反馈支路:检测电阻R5和电容C3的并联支路一端与电阻R6和NPN晶体管Q3的基极相连,另一端则与直流输入电压Vi的负端相连;NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连,NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。
进一步,所述电阻R3两端并联电容C1。
本实用新型的技术构思为:将双BJT自激基本单元电路应用于Buck变换器中,使它们成为新的自激式DC-DC变换器(如图2、3所示)。双BJT自激基本单元电路由晶体管Q1和Q2、电阻R2和R3组成。为改善Q2和Q1的开关工作状态从而提高电路的效率,可在R3两端并联电容C1。其特征如下:Q1为Buck变换器主回路中的开关器件,它的发射极和基极分别与Q2的发射极和集电极相连。采用电阻R2和R3组成分压电路检测Q1的射集极电压,所得检测电压接入Q2的基极。根据Q1射集极电压,Q2改变其集电极电流对Q1基极电流的分流量,从而实现控制Q1的导通和关断时间。需特别说明的是,适用于Buck变换器的双BJT自激基本单元电路中的Q1和Q2均为PNP晶体管。
为获得稳定的输出电压,在电路输出端与双BJT自激基本单元电路之间可增加一电压反馈支路,可由NPN晶体管Q3、稳压管Z1、电阻R4和R5等组成(如图2)。为获得稳定的输出电流,那么在电路输出端与双BJT自激基本单元电路之间可增加一电流反馈支路,可由NPN晶体管Q3、电阻R4、R5和电容C3等组成(如图3)。
本实用新型的有益效果主要表现在:本实用新型提出的BJT型自激式Buck变换器具有降压的电压变换功能,电路结构简单、元器件数目少,不需要耦合电感参与电路的自激工作,非常适合小功率开关稳压/稳流电源、高亮度LED驱动电路等应用。
附图说明
图1是现有的自激式降压DC-DC变换器的电路图。
图2是实施例1的双极型晶体管型自激式Buck变换器的电路图。
图3是实施例2的双极型晶体管型自激式Buck变换器的电路图。
图4是实施例1双极型晶体管型自激式Buck变换器的典型工作波形图。
图5是实施例2双极型晶体管型自激式Buck变换器的典型工作波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本实用新型作进一步描述。
实施例1
参照图2和图4,一种双极型晶体管型自激式Buck变换器,包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路,负载R6两端的电压为直流输出电压Vo,直流输入电压Vi的负端与直流输出电压Vo的负端相连,所述负载R6与电容C2并联,所述直流输出电压Vo的正端和电容C2的接点与电感L1的一端相连,所述电感L1的另一端与二极管D1的阴极连接,所述二极管D1的阳极与直流输入电压Vi的负端相连,所述直流输出电压Vo的负端和电容C2的接点与直流输入电压Vi的负端相连,所述自激式Buck变换器还包括PNP晶体管Q2,PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连,电感L1和二极管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连,PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP晶体管Q1的发射极和基极相连,PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi的负端,电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端,电阻R2和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。
图2所示为实施例1的输出电压稳定的BJT型自激式Buck变换器。采用了电压反馈支路:稳压管Z1和R5的串联支路并接于Vo两端,稳压管Z1和电阻R5的接点和NPN晶体管Q3的基极相连;NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连,Q3的发射极接于Vi的负端。此外,在双BJT自激基本单元电路的电阻R3两端并联电容C1,可改善PNP晶体管Q2和PNP晶体管Q1的开关工作状态,对提高电路的效率有帮助。
图4所示实施例1的BJT型自激式Buck变换器的典型工作波形图。其电路工作原理具体如下:
(1)电路上电启动阶段:当电路刚上电时即t=0,Q1饱和导通。此时Q1的基极电流iQb1=(Vi-VQeb)/R1,Q1的射集极电压vQec1很小,经R2和R3分压检测到的电压还未达到令Q2导通的水平。Q2和D1都处于截止状态。Vi、Q1、L1、C2和R6形成回路,L1和C2都处于充电储能状态,流过L1的电流iL1近似线性上升,输出电压也随之增加。在iL1上升的同时,vQec1也在增加。当iL1上升并超过HFE*iQb1时,Q1的工作点退出饱和区,vQec1开始迅速上升。当R2和R3分压检测到的电压已能令Q2导通时,Q2的集电极电流开始分流一部分iQb1,iQb1的减小会进一步使vQec1增加,电路进入一种强烈的正反馈。这种双BJT自激基本单元电路正反馈工作的结果是Q1的集电极电流iQc1迅速减小,当iQc1小于电感电流iL1时D1就开始导通为L1续流,随后Q1截止。t=t1时刻L1、C2、R6和D1形成回路,L1进入放电释能状态,iL1开始近似线性下降直至为零,t=t2时刻D1截止。Q1再次饱和导通,电路进入下一个自激周期。历经若干个周期,当电路的输出电压达到设定值Vo以后,电路就完成了上电启动过程,进入稳态工作阶段。
(2)电路稳态工作阶段:当电路的输出电压达到设定值Vo以后,电路的电压反馈支路就开始起作用。当输出电压高于设定值时,Q3导通,加大双BJT自激基本单元电路中Q2集电极电流对Q1基极电流的分流作用,达到缩短Q1导通时间(即t4-t3)、延长Q1截止时间(即t5-t4)的目的。当输出电压低于设定值时,Q3截止,双BJT自激基本单元电路独立工作,Q1的开关时间又恢复原样。由此,电路可实现输出稳压。
实施例2
参照图3和图5,本实施例还包括电流反馈支路:检测电阻R5和电容C3的并联支路一端与R6和NPN晶体管Q3的基极相连,另一端则与Vi的负端相连;Q3的集电极通过电阻R4和Q2的基极相连,Q3的发射极接于Vi的负端。
本实施例的电路工作原理具体如下:
(1)电路上电启动阶段:与实施例1相同,历经若干个周期,当电路的输出电流达到设定值Io以后,电路就完成了上电启动过程,进入稳态工作阶段。
(2)电路稳态工作阶段:当电路的输出电流达到设定值Io以后,电路的电流反馈支路就开始起作用。当输出电流高于设定值时,Q3导通,加大双BJT自激基本单元电路中Q2集电极电流对Q1基极电流的分流作用,达到缩短Q1导通时间(即t4-t3)、延长Q1截止时间(即t5-t4)的目的。当输出电流低于设定值时,Q3截止,双BJT自激基本单元电路独立工作,Q1的开关时间又恢复原样。由此,电路可实现输出稳流。
本实施例的其他电路结构与实施例1相同。
Claims (4)
1.一种双极型晶体管型自激式Buck变换器,包括由PNP晶体管Q1、电感L1、二极管D1和电容C2组成Buck变换器的主回路,负载R6两端的电压为直流输出电压Vo,直流输入电压Vi的负端与直流输出电压Vo的负端相连,所述负载R6与电容C2并联,所述直流输出电压Vo的正端和电容C2的接点与电感L1的一端相连,所述电感L1的另一端与二极管D1的阴极连接,所述二极管D1的阳极与直流输入电压Vi的负端相连,所述直流输出电压Vo的负端和电容C2的接点与直流输入电压Vi的负端相连,其特征在于:所述自激式Buck变换器还包括PNP晶体管Q2,PNP晶体管Q1的发射极与直流输入电压Vi的正端相连,电感L1和二极管D1的接点与PNP晶体管Q1的集电极相连,PNP晶体管Q2的发射极和集电极分别与PNP晶体管Q1的发射极和基极相连,PNP晶体管Q1的基极还通过电阻R1接于直流输入电压Vi的负端,电阻R2和电阻R3的串联支路并接于Q1的发射极和集电极两端,电阻R2和电阻R3的接点与PNP晶体管Q2的基极相连。
2.如权利要求1所述的双极型晶体管型自激式Buck变换器,其特征在于:所述自激式Buck变换器还包括电压反馈支路,稳压管Z1和电阻R5的串联支路并接于直流输出电压Vo两端,稳压管Z1和电阻R5的接点和NPN晶体管Q3的基极相连;NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连,NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。
3.如权利要求1所述的双极型晶体管型自激式Buck变换器,其特征在于:所述自激式Buck变换器还包括电流反馈支路,检测电阻R5和电容C3的并联支路一端与电阻R6和NPN晶体管Q3的基极相连,另一端则与直流输入电压Vi的负端相连;NPN晶体管Q3的集电极通过电阻R4和PNP晶体管Q2的基极相连,NPN晶体管Q3的发射极接于直流输入电压Vi的负端。
4.如权利要求1~3之一所述的双极型晶体管型自激式Buck变换器,其特征在于:所述电阻R3两端并联电容C1。
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Legal Events
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C14 | Grant of patent or utility model | ||
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Granted publication date: 20110202 Effective date of abandoning: 20120808 |
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AV01 | Patent right actively abandoned |
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