CN1953436A - Ofdm接收机的信道频谱零点信号重建方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及OFDM接收机技术领域，其特征是利用配置在接收机端的FPGA芯片或接收机ASIC中的一个功能模块，采用先对接收的OFDM信号进行两端添0扩展并变换成频域信号，再用除法电路进行信道均衡，而后再通过一个信道频谱零点归0电路根据设定的噪声门限删除被均衡后的信号的零点及其附近的能量被放大的噪声信号，以便得到重建后的调制符号的估计值。本方法即适用于包括TDS－OFDM在内的所有零填充正交频分复用系统及其等价形式，同时避免了预编码OFDM方法所需要在发射端进行预编码，加入冗余，从而浪费带宽的缺点。

Description

OFDM接收机的信道频谱零点信号重建方法及系统

技术领域

本发明属于数字信息传输技术领域，特别涉及到时域同步正交频分复用(Time DomainSynchronous OFDM，TDS-OFDM)宽带数字通信系统。本发明应用在使用OFDM的通信系统，包括数字电视地面传输系统，无线局域网，无线城域网，和电力线载波通信系统，等等。

发明背景

在宽带无线通信中，存在着复杂的多径效应，这给高速通信中的信号带来了严重的符号间串扰(ISI)。正交频分复用(OFDM)将频率选择性衰落信道分成了很多相互正交的平衰落子信道，从而克服了由多径带来的ISI。只要信道最大时延不超过帧设计最大时延(OFDM符号保护间隔)，所有的子信道就依然是正交的，系统性能不会ISI产生带来的恶化。OFDM的均衡器非常简单，只是和子载波数相同的除法器就完成了一个OFDM符号帧的均衡。

然而，OFDM也不是在任何情况下都是完美的。最简单的情形：当信道的冲激响应只是两个等强径，信道的频域响应就出现了若干的零点，我们称为信道频谱零点(ChannelSpectral Nulls，CSN)。如果仅仅采用OFDM均衡的方法，均衡后的子载波在零点位置就只是电平极高的噪声，数据完全丢失，系统的性能因此而大大恶化。即使信噪比大幅提高，也无济于事，这在子载波数较小时更为显著。

面对信道频谱零点(CSN)带来的数据丢失问题，现有的OFDM通信系统通常放弃在内接收机(Inner Receiver)对丢失的信号恢复和重建，而依赖外接收机(Outer Receiver)的来解决，如强劲有力的纠错码：Turbo码和低密度校验码(Low Density Parity Check Codes，LDPC)，还有长延时的卷积交织或随机交织。

2000年以后，相关的研究也试图在内接收机解决丢失信号的重建问题。这类的研究很少，并且仅局限在预编码OFDM(Precode OFDM)上。这个方法需要在频域数据中加入冗余，以便在接收端重建出位于CSN上子载波上携带的数据。

不难发现，预编码OFDM方法存在严重缺陷的。首先，如果发送端无法预知通信的信道，如地面广播信道和无线城域网下传信道，所以即使当信道不存在零点时，系统依然要进行预编码，加入冗余，这就浪费了有用带宽。再有，预编码是在发射端进行的，因此它就无法运用到现有的OFDM通信系统中。

本发明完全克服了上述的弊病，不需要在OFDM通信系统的发射端做任何处理，没有加入任何的冗余，完全在接收端进行信号的重建与恢复。

发明内容

本发明的目的在于提出一种在接收端进行信号重建和恢复的TDS-OFDM接收机的信道频谱零点重建方法。

本发明的特征在于，该方法是在配置在接收端的数字电路中依次按以下步骤实现的：

步骤1接收机收到下述从发射机经由多经信道和加性高斯白噪声信道送来的信号，所述信号是一系列零填充正交频分复用符号帧；

${\hat{y}}_N=h_{N\×N}{\hat{x}}_N+{\hat{n}}_N$

其中， 为噪声信号的列向量形式

h_N×N为多经信道的冲激响应矩阵，

$h_{N\×N}=\left(\begin{array}{cccccccc}{h}_0& 0& L& L& L& L& L& 0\\ h_1& h_0& 0& L& L& L& L& 0\\ M& O& O& O& O& O& O& M\\ 0& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0& 0\\ 0& L& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0\end{array}\right)$

N＝K+l，K为子载波数，l为信道最大延时长度；

步骤2把所述向量

输入一个第一添0扩展电路，以便在

向量的两边添0构造M点列向量 ，其中，M为大于K，N的偶数：

${\hat{z}}_M={(z_0,z_1,...,z_{M-1})}^T={(0,...,0,y_0,y_1,...,y_{N-1},0,L,0)}^T$

即取向量

的第0个分量到第N一1个分量作为

的第(M-K)/2个分量到第(M-K)/2+N-1个分量，其它的分量设为0；

步骤3把从信道估计得到的信道冲激响应送入第二添0扩展电路，得到M点列向量

${\hat{h}}_M={(h_0^{\′},h_2^{\′},...,h_{M-1}^{\′})}^T={(0,...,0,h_0,h_1...,h_{l-1},0,L,0)}^T$

即取向量

的第0个分量到第1-1个分量作为

的第(M-K)/2个分量到第(M-K)/2+l-1个分量，其它的分量设为0；

步骤4分别对从步骤2和3得到的M点列向量

和 用第一DFT电路和第二DFT电路作DFT变换，分别得到

的频域表示 以及信道冲激响应

的频域形式： ：

${\hat{Z}}_M=W_{M\×M}{\hat{z}}_M$ ${\hat{H}}_M=W_{M\×M}{\hat{h}}_M$

步骤5把从步骤4得到的频域表示

和

同时送入一个除法电路，用

中的分量除

中的相应分量，得到信道均衡后的用M点列向量表示的数据信号

m代表相应分量的序号，且H_m≠0；

把所述的

表示为

其中，

为，当信道为记忆信道，白噪声存在理想输出，

是估值的误差向量，其每个分量服从高斯分布，均值为0，方差随下标m变化表示为 ${{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}_m\≈\frac{{\mathrm{K\σ}}^2}{M}\·\frac{1}{{\left(H_m\right)}^2},$ 则 的方差用实数列向量 ${{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}_M={({{\mathrm{\σ}}^2}_0,{{\mathrm{\σ}}^2}_{1,}L,{{\mathrm{\σ}}_{M-1}}^2)}^T$ 表示；

步骤6把从步骤5得到的向量

和

送入一个信道频谱零点归0电路，在该电路中，设定噪声方差删除门限th_r，把 中所有分量分为2个部分：一个是非删除区，其对应的 ${{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}_m\≤{\mathrm{th}}_{r,}$ 一个是删除区， ${{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}_m>{\mathrm{th}}_{r,}$ 该电路把位于删除区中的

分量归0，得到零点及其附近归0的

步骤7用一个IDFT电路对把步骤6得到的向量 作M点IDFT变换，得到向量 的时域表示

步骤8把从步骤7得到的向量

送入时域截取电路，按照步骤2添0的规则抽取K个分量，得到

步骤9对步骤8得到的

用第三DFT电路作K点DFT变换，得到重建后调制符号估计

本发明在不同的信道模型下对不同子载波数K＝64，256，3780的ZP-OFDM系统进行了仿真。以下为我们仿真中采用的信道模型：

●信道A：h₄＝(0.707 0 0 0.707)^T；

●巴西模型E，它是等强3径模型。

图3-7是使用本发明的前后的误码率对照曲线，本发明ZP-OFDM-SR与ZP-OFDM-OLA在不同子载波不同星座点数下进行了对比。图中横坐标是EB/N0，单位是dB，纵坐标是没有信道编码系统的误码率。从图中可以清楚地看出，由于信道频谱零点的存在，即使信噪比持续提高，没有重建的信号硬判后误码率将不会下降，而重建后信号的误码率则不会出现这样的“平台”。

附图说明

图1描述了ZP-OFDM-OLA通信系统的主要过程。

图2描述了本发明ZP-OFDM-SR的全过程。

图3描述了在信道A中，子载波数K＝64，子载波采用QPSK时，M＝4K＝256，使用本发明的前后的误码率与信噪比的关系。

图4描述了在信道A中，子载波数K＝64，子载波采用16QAM时，M＝4K＝256，使用本发明的前后的误码率与信噪比的关系。

图5描述了在信道A中，子载波数K＝256，子载波采用QPSK时，M＝4K＝256，使用本发明的前后的误码率与信噪比的关系。

图6描述了在信道B中，子载波数K＝3780，子载波采用QPSK时，M＝4K＝15120，使用本发明的前后的误码率与信噪比的关系。

具体实施方式

TDS-OFDM在保护间隔放入时序序列-PN码，作为已知训练序列，用于同步和信道估计。由于PN是接收端已知的数据，所以当信道估计相对准确的时候，只要付出有限的处理代价，PN码对OFDM符号帧的影响可以几乎完全去除。这样，我们就得到了零填充正交频分复用(ZP-OFDM)符号帧。所以，我们说，TDS-OFDM就是ZP-OFDM的等价形式。

本发明并不单单针对TDS-OFDM，所有零填充正交频分复用(ZP-OFDM)，及其ZP-OFDM的所有等价形式，包括TDS-OFDM都可以应用本发明。当ZP-OFDM子载波使用m-QAM调制，本发明可以在一定程度上恢复信道频谱零点(CSN)处丢失的数据。

说明：我们用“∧”区分带下标的标量和向量，

表示是K维列向量，D_K表示是下标为K的标量，我们有黑体表示矩阵，如H_M×N表示M行N列矩阵。符号下面加“∨”表明是估值，

就是D_k的估值。

这里先详细介绍ZP-OFDM通信系统的整个过程和使用的符号。系统中的发射机需要发送的调制符号有K个，组成一帧

用K维列向量表示，向量的每一个分量都是一个复数，取自m-QAM的星座映射点。对

做K点IDFT变换，得

在其尾部添加N-K个零填充，我们得到N维列向量 N＞K

${\hat{x}}_N={(d_0,d_1,...,d_{K-1},\mathrm{0,0},...,0)}^T---\left(2\right)$

就是要发送的ZP-OFDM符号帧的一个，发射端对 进行串并变换，再做脉冲成形，发送之。

OFDM符号经过记忆长度为l的多径信道和加性高斯白噪声信道(AWGN)，信道的冲激响应为h(n)＝h_n，0 ≤n≤l-1，其对应的l维列向量为 $\widehat{h_l}={(h_0,h_1,L,h_{l-1})}^H,$ AWGN的噪声方差为σ²。

在接收端收到

${\hat{y}}_N=h_{N\×N}{\hat{x}}_N+{\hat{n}}_N---\left(3\right)$

这里，h_N×N是信道矩阵，其形式为：

$h_{N\×N}=\left(\begin{array}{cccccccc}{h}_0& 0& L& L& L& L& L& 0\\ h_1& h_0& 0& L& L& L& L& 0\\ M& O& O& O& O& O& O& M\\ 0& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0& 0\\ 0& L& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0\end{array}\right)---\left(4\right)$

我们假定l＝N-K，此h(n)就是OFDM系统刚好可以忍受的最长的多径信道的冲激响应。在大多数情形下，l＜N-K，那么h_N×N中最后的连续几行全为零。

现有的ZP-OFDM及其等价系统的如TDS-OFDM普遍采用的均衡方式都为重叠相加法(ZP-OFDM-OLA)。它以如下方式构造K维向量

：取向量 的第0个分量到第l-1个分量与第K个分量到第N-1个分量相加作为

的第0个分量到第l-1个分量，取向量

中第l个分量到第K-1个分量直接作为 的第l个分量到第K-1个分量，就是，

$\stackrel{\$}{Z}\stackrel{}{K}={(z_0,z_1,...,z_{K-1})}^T=(y_0+y_K,y_1+y_{K+1},...,y_{1-1}+y_{K+1-1=N-1},y_1,y_{1+1.}...,y_{K-1})---\left(5\right)$

$\stackrel{^\′}{n_K}=(n_0+n_K,n_1+n_{K+1},...,n_{l-1}+n_{K+l-1=N-1},n_l,n_{l+1},...,n_{K-1})---\left(6\right)$

${\hat{z}}_K={h\′}_{K\×K}\·{\hat{d}}_K+{\widehat{n\′}}_K$

上式中

$h_{K\×K}^{\′}=\left(\begin{array}{cccccccc}{h}_0& 0& L& 0& h_{l-1}& L& h_2& h_1\\ h_1& h_0& 0& L& 0& h_{l-1}& L& h_2\\ M& O& O& O& O& O& O& M\\ 0& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0& 0\\ 0& L& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0\end{array}\right)---\left(8\right)$

中前l个分量的方差为2σ²，其它的仍为σ²。

在下面的推导我们用h_K×K和

代替h′_K×K和

对(7)式中，接收到的基带向量

做K点DFT变换，并将(1)代入，得

${\hat{Z}}_K=W_{K\×K}{\hat{z}}_K$

$=W_{K\×K}{h}_{K\×K}{\hat{x}}_N+W_{K\×K}{\hat{n}}_K$

$=W_{K\×K}{h}_{K\×K}{W}_{K\×K}^H{\hat{D}}_K+\widehat{N_K}$

上式中， ${\hat{N}}_K={(\widehat{N_0},\widehat{N_1},...,{\hat{K}}_{K-1})}^T$ 为N维的列向量。因为H_K×K构成循环卷积形式，所以，我们有

$W_{K\×K}{h}_{K\×K}{W}_{K\×K}^H=\widehat{H_K}\·I_{K\×K}---\left(10\right)$

上式中I_K×K是K阶单位阵， 为h(n)添0后的K点DFT变换

$\widehat{H_k}={(H_0,H_1,...,H_{K-1})}^T$

$=W_{K\×K}\·{(h_0,h_1,L,h_{l-1},0,L0)}^T---\left(11\right)$

$=W_{K\×K}\·\widehat{h_k}$

将(10)代入(9)，得到

${\hat{Z}}_K=\widehat{H_k}\·I_{K\×K}\·{\hat{D}}_K+{\hat{N}}_K---\left(12\right)$

将上式展开，有

Z_k＝H_k·D_k+N_k，0≤k≤K-1               (13)

当H_k≠0，两边同除H_k，得到

D_k的估值

输出给解调器。

取 $N_k^{\′}=\frac{N_k}{H_k},$ 然后用N_k代替N^′ _k，得到，

上式中Z_k，0≤k≤K-1由(5)，(9)式计算得到，耗费l次复数加法，K点DFT变换，可用快速算法实现，计算复杂度约为o(K·log K)。H_k，0≤k≤K-1是信道补0后的DFT变换，长度也为K。N_k，0≤k≤K-1是服从高斯分布的复随机变量，均值为0，方差随下标k变化，用实数列向量 ${{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}_K=({{\mathrm{\σ}}_0}^2,{{\mathrm{\σ}}_1}^2,L,{{\mathrm{\σ}}_{K-1}}^2)$ 表示。用下式计算，

${{\mathrm{\σ}}_k}^2\≈\frac{K+l}{K}\·{\mathrm{\σ}}^2\·\frac{1}{{||H_k||}^2}---\left(16\right)$

0≤k≤K-1，H_k≠0

(15)式是ZP-OFDM-OLA均衡的主要理论依据。

图1大致描述了现有的ZP-OFDM通信系统从调制到解调的过程。

从(15)，(16)式可以看出，在信道频谱零点CSN及其相邻区间，||H_k||等于0或是解近0时，N_k的方差σ_k ²就会接近无穷大，|N_k|？|D_k|，

其估值对恢复数据D_k没有任何意思。

本发明在接收机拟设置一块FPGA或在接收机基带ASIC中添加一个功能模块，采用如下的方法来恢复因CSN丢失的数据。

首先通过两边添0构造M点列向量

M为大于K，N的偶数：取向量

的第0个分量到第N-1个分量作为

的第(M-K)/2个分量到第(M-K)/2+N-1个分量，其它的分量设为0，就是，

${\hat{z}}_M={(z_0,z_1,...,z_{M-1})}^T={(\underset{0}{0,...,}\underset{(M-K)/2-1}{0},\underset{(M-K)/2}{y_0},\underset{(M-K)/2+1}{y_1}...,\underset{(M-K)/2+N-1}{y_{N-1}},\underset{(M-K)/2+N}{0},L,\underset{M-1}{0})}^T---\left(17\right)$

同样构造M点列向量 ：取向量

的第0个分量到第l-1个分量作为

的第(M-K)/2个分量到第(M-K)/2+l-1个分量，其它的分量设为0，就是，

${\hat{h}}_M={(h_0^{\′},h_2^{\′},...,h_{M-1}^{\′})}^T={(\underset{0}{0,...,}\underset{(M-K)/2-1}{0},\underset{(M-K)/2}{h_0},\underset{(M-K)/2+1}{h_1}...,\underset{(M-K)/2+l-1}{h_{l-1}},\underset{(M-K)/2+l}{0},L,\underset{M-1}{0})}^T---\left(18\right)$

我们对 和

分别做M点DFT变换，得到 和

${\hat{Z}}_M=W_{M\×M}{\hat{Z}}_M---\left(19\right)$

${\hat{H}}_M=W_{M\×M}{\hat{h}}_M---\left(20\right)$

用

中的分量除

中相应的分量，我们得到

0≤m≤M-1，H_m≠0

当记忆信道h(n)为单位冲激响应，白噪声不存在，那么，

为理想输出。当信道为记忆信道，白噪声存在，那么，

上式中， 是估值的误差向量，其分量是服从高斯分布的复随机变量，均值为0，方差随下标m变化，用实数列向量 ${\widehat{{\mathrm{\σ}}_M}}^2={({{\mathrm{\σ}}_0}^2,{{\mathrm{\σ}}_1}^2,L,{{\mathrm{\σ}}_{M-1}}^2)}^T$ 表示

${{\widehat{\mathrm{\σ}}}^2}_m\≈\frac{K+l}{M}\·{\mathrm{\σ}}^2\·\frac{1}{{||H_m||}^2}\≈\frac{{\mathrm{K\σ}}^2}{M}\·\frac{1}{{||H_m||}^2}---\left(24\right)$

0 ≤m≤M-1，H_m≠0

我们定义1个门限，删除门限th_r，，根据th_r把 中所有的分量分为2个部分，1个是非删除区，其对应的

1个是删除区，

我们认为在删除区为信道频谱零点及其临近，其

分量只是能量被放大的噪声，对数据重建没有任何意义，所以我们将

的这部分分量归0，这个区内分量需要重建；通过上面的处理，我们得到 下面推导我们用

替代

再对

做M点IDFT变换，得到

$=w_{M\×M}^H\·(\widehat{X_M}+\widehat{E_M})---\left(26\right)$

$=W_{M\×M}^H\·\widehat{X_M}+W_{M\×M}^H\·\widehat{E_M}$

$={\hat{x}}_M+{\hat{e}}_M$

不难发现，

x_k＝0，k＜(M-K)/2或者k≥(M+K)/2

我们从 中截取下标从(M-K)/2到((M+K)/2)-1，K个分量，组成

对其做K点DFT变换，我们就得到重建后的调制符号

估值

图2描述了在零点出现时ZP-OFDM信号重建(Signal Reconstruction，ZP-OFDM-SR)方法的全过程。

为了重建信号，我们总共进行了3次M点的DFT变换，1次M点的IDFT变换，其它都是M次内的简单操作，如判断，归0等等。如果所有IDFT，DFT变换用快速算法实现，那么我们这个算法复杂度大约是o(4·Mlog(M))，这样在ZP-OFDM接收机的ASIC实现中完全可以接受。

Claims (2)

1.OFDM接收机信道频谱零点信号重建方法，适用于零填充OFDM系统及其所有的等价形式，包括TDS-OFDM系统，其特征在于，该方法是在配置在接收端的数字电路中依次按以下步骤实现的：

步骤1接收机收到下述从发射机经由多经信道和加性高斯白噪声信道送来的信号，所述信号是一系列零填充正交频分复用符号帧；

${\hat{y}}_N=h_{N\×N}{\hat{x}}_N+{\hat{n}}_N$

其中，

为噪声信号的列向量形式

h_N×N为多经信道的冲激响应矩阵，

$h_{N\×N}=\left(\begin{array}{cccccccc}{h}_0& 0& L& L& L& L& L& 0\\ h_1& h_0& 0& L& L& L& L& 0\\ M& O& O& O& O& O& O& M\\ 0& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0& 0\\ 0& L& L& 0& h_{l-1}& L& h_1& h_0\end{array}\right)$

N＝K+l，K为子载波数，l为信道最大延时长度；

步骤2把所述向量

输入一个第一添0扩展电路，以便在 向量的两边添0构造M点列向量

，其中，M为大于K，N的偶数：

${\hat{Z}}_M={(Z_0,Z_1,...,Z_{M-1})}^T={(0,...,0,y_0,...,y_{N-1}0,L,0)}^T$

即取向量 的第0个分量到第N-1个分量作为 的第(M-K)/2个分量到第(M-K)/2+N-1个分量，其它的分量设为0；

步骤3把从信道估计得到的信道冲激响应送入第二添0扩展电路，得到M点列向量

${\hat{h}}_M{=(h_0^{\′},h_2^{\′},...,h_{M-1}^{\′})}^T={(0,...,0,h_0,h_1...,h_{l-1}0,L,0)}^T$

即取向量

的第0个分量到第l-1个分量作为

的第(M-K)/2个分量到第(M-K)/2+l-1个分量，其它的分量设为0；

步骤4分别对从步骤2和3得到的M点列向量

和

用第一DFT电路和第二DFT电路作DFT变换，分别得到

的频域表示 以及信道冲激响应

的频域形式

${\hat{Z}}_M=W_{M\×M}{\hat{Z}}_M$ ${\hat{H}}_M=W_{M\×M}{\hat{h}}_M$

步骤5把从步骤4得到的频域表示 和

同时送入一个除法电路，用 中的分量除中的相应分量，得到信道均衡后的用M点列向量表示的数据信号 ，m代表相应分量的序号，且H_m≠0；

把所述的

表示为

其中， 为，当信道为记忆信道，白噪声存在理想输出，是估值的误差向量，其每个分量服从高斯分布，均值为0，方差随下标m变化表示为

${{\widehat{\mathrm{\σ}}}_m}^2\≈\frac{K{\mathrm{\σ}}^2}{M}\·\frac{1}{{\left|\right|H_m\left|\right|}^2}$ ，则 的方差用实数列向量 ${{\widehat{\mathrm{\σ}}}_M}^2=({{\mathrm{\σ}}_0}^2,{{\mathrm{\σ}}_1}^2,L,{{\mathrm{\σ}}_{M-1}}^2{)}^T$ 表示；

步骤6把从步骤5得到的向量 和

送入一个信道频谱零点归0电路，在该电路中，设定噪声方差删除门限th_r，把 中所有分量分为2个部分：一个是非删除区，其对应的

，一个是删除区，

，该电路把位于删除区中的

分量归0，得到零点及其附近归0的

步骤7用一个IDFT电路对把步骤6得到的向量

作M点IDFT变换，得到向量

的时域表示

步骤8把从步骤7得到的向量

送入时域截取电路，按照步骤2添0的规则抽取K个分量，得到

步骤9对步骤8得到的 用第三DFT电路作K点DFT变换，得到重建后调制符号估计

2.OFDM接收机的信道频谱零点信号重建系统，其特征在于，该系统是由一个配置在接收机端的数字集成电路芯片来实现的，该芯片含有：

第一添0扩展电路，该电路有一个OFDM接收信号输入端；OFDM接收信号由此进入该系统；

第一DFT电路，该电路的输入端与上述的第一添0扩展电路的输出端相连，该电路输出扩展后的接受OFDM符号帧的频域表示；

第二添0扩展电路，该电路有一个信道冲激响应输入端，与信道估计部分的输出相连；

第二DFT电路，该电路的输入端与上述的第二添0扩展电路的输出端相连，该电路输出加长的信道频域响应估计；

除法电路，该电路的被除数输入端与第一DFT电路的输出端相连，除数输入端与第二DFT电路的输出端相连，除法电路有两个输出端，一个输出均衡后OFDM信号帧，一个输出信号帧中各个分量对应噪声方差；

信道频谱零点归0电路，在该电路设有噪声方差的删除门限thr，删除信号帧中噪声方差中大于该噪声门限的部分，该电路的两个输入端和所述除法电路输出端相连，该电路的输出端输出零点归0后的输出；

IDFT电路，该电路的输入端与信道频谱零点归0电路输出端相连，该电路输出归0后信号帧的时域表示；

时域截取电路，该电路的输入端与IDFT电路的输出相连，该电路输出截取后的时域信号；

第三DFT电路，该电路的输入端与时域截取电路的输出相连，该电路输出重建后的频域符号给解调电路。

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