CN1949691B - 一种mimo信道模拟器的控制方法及其实现装置 - Google Patents

Abstract

一种MIMO信道模拟器的控制方法及其实现装置，它涉及无线通信模拟系统，它解决了传统的SISO(单输入单输出)信道模型是一维或二维信道，它仅仅考虑了时间或频率上的衰落，而对多天线不适用的问题。本发明的MIMO信道模拟器由DSP算法模块(1)、同步动态存储器(2)、闪存(3)、异步串行通信模块(4)和电平转换模块(5)组成，且它同时考虑了时间和频率上的衰落以及空间选择性衰落，在建模的过程中除了利用功率延迟谱PDP考虑相应的频率选择性衰落和利用多普勒频率谱DPSD考虑相应的时间选择性衰落，它还利用了角度功率谱PAS考虑相应的空间选择性衰落。本发明的模拟器价格低，结构简单。

Description

一种MIMO信道模拟器的控制方法及其实现装置

技术领域

本发明涉及无线通信模拟系统。

背景技术

MIMO技术已成为B3G/4G与新一代无线通信系统关键技术之一，不同于传统的单天线系统，MIMO系统利用无线信道的多径传播，开发空间资源，建立空间并行矩阵传输通道，通过空时联合处理提高无线通信系统的容量与可靠性。由于MIMO信道的空时特性是决定空时处理性能的关键因素，所以探索MIMO无线信道的空时特性成为研究MIMO通信技术的焦点，也最具有挑战性。开发合理的MIMO无线信道模型以模拟各种实际信道环境，是评估现有空时处理算法的性能的起点，也是开发更加稳健的空时处理算法的前提，更是仿真与优化设计高性能MIMO通信系统的基础。

由于空时信道的复杂性，因此对空时信道的仿真和测试十分困难，这必将耗费大量人力物力，为了缩短研制周期，节省研制费用，设计人员需要对空时信道的各种特性进行虚拟实现，以便对所设计系统进行调测。因此，空时信道模拟器是进行无线通信系统硬件调测不可或缺的仪器之一，对空时信道模拟器的研究具有极其重大的意义。

然而，由于MIMO信道的复杂性，绝大多数人只对MIMO信道的模型及建模方法进行仿真研究，目前国内外关于用硬件实现MIMO信道模拟器的报道极少。

在国外，仅有Azimuth Systems公司推出的ACE-400NB Azimuth信道模拟器和Elektrobit Testing公司日前推出的多信道仿真器Propsim C8。ACE-400NBAzimuth系统可以测试IEEE 802.11(Wi-Fi)信道，该模拟器最大能产生4×4的MIMO信道环境，可以测试MIMO或SISO信道。但是，其设计复杂，而且整个系统价格昂贵，而且所能模拟的信道环境较少，主要适用于IEEE 802.11信道。Propsim C8可配备一个MIMO扩展选项，能靠一个单信道仿真器实现多达4×4个MIMO或2×4个全双工MIMO系统的测试。该仿真器适合于采用MIMO算法的研究、开发和测试，以及相关产品集成和验证测试。该产品还可用于测试和开发3G、WiFi、WiMAX及4G系统中的MIMO技术，并支持在同一系统上同时对多种标准的系统进行评估。Propsim C8的信道仿真功能可仿真所有标准和未来的信道模型，包括IEEE-802.11n和其它预标准化MIMO信道模型。但是，其整个系统的价格也很昂贵，而且所能模拟的信道环境也有一定的局限性。

在国内，仅有西安电子科技大学吴国杭等根据无线通信信道的基本模型，用FPGA设计了一种简单的多径信道模拟器，该模拟器仅适用于SISO(多输入多输出)模式，主要考虑的是多径方面的因素，并没有考虑到空间的角度扩展对信道状况的影响，对于多天线情况并不适用。北京理工大学叶佩军和安建平设计实现了一种移动通信信道模拟器，它仅考虑了多径和多普勒频移，对多天线也不适用。

发明内容

为了解决传统的SISO(单输入单输出)信道模型是一维或二维信道，它仅仅考虑了时间或频率上的衰落，而对多天线不适用的问题，本发明提出了一种MIMO信道模拟器的控制方法及其实现装置。本发明的MIMO(多输入多输出)信道模型是时间分量、频域分量和空间分量组成的三维信道，它综合考虑了时间、频率和空间的衰落。本发明的MIMO信道模拟器就是将空间信息融入信道模型中，模拟了包含时间衰落、频率衰落及空间衰落的完整信道衰落模型。其二，本发明的MIMO信道模拟器实现了将现有的理论信道模型通过硬件编程成功的嵌入到硬件系统中，使各种理论模型真实再现。

本发明的一种MIMO信道模拟器的控制方法，依次按以下步骤进行：

步骤一、MIMO信道模拟器系统初始化；

步骤二、通过多通道缓冲串口获得空时编码信息数据，该数据信号矩阵为S(k)；

步骤三、从系统操作界面选择环境的类型，该类型为典型城区、差的城区或乡村；

步骤四、根据不同的环境，从系统操作界面输入信道参数，该信道参数包括基站和移动台的天线参数，即选择天线的根数M、N和天线的间距d，每一可分辨径的特点，即收发天线间可分辨径的个数L和每一可分辨径中不可分辨径的个数P；

步骤五、从系统操作界面选择要模拟的MIMO信道类型；

步骤六、从系统操作界面选择角度功率谱PAS和多普勒频率谱DPSD计算出第l个可分辨多径的信道转移矩阵H_l，对于不同类型的信道模型，系统将调用不同的信道模拟程序和所需的信道环境数据求取H_l；

步骤七、从系统操作界面输入功率延迟谱PDP，将L条可分辨路径的信号按照功率延迟分布进行叠加，从而得到基站和移动端间的宽带MIMO无线信道离散冲激响应H(k)，可表示为：

$H\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l\mathrm{\δ}(k-k_l);$

步骤八、利用得到的MIMO无线信道离散冲激响应H(k)，可以算出经过模拟信道后的信号形式：X(k)＝H(k)S(k)；

步骤九、判断当前信道中是否有噪声，

若当前信道中有噪声，则执行步骤十：将上述获得的模拟信道后的信号X(k)再叠加一个噪声信号n(k)，即X(k)+n(k)；然后再执行步骤十一：输入的信号即是获得的MIMO模拟器输出的经过模拟信道后的最终信号，此次模拟结束，系统清零复位，准备进行下一次模拟；

若当前信道中无噪声，则直接执行步骤十一：输入的信号X(k)即是获得的MIMO模拟器输出的经过模拟信道后的最终信号，此次模拟结束，系统清零复位，准备进行下一次模拟；

步骤十二、是否进行下次模拟，若判断结果为是，则返回至步骤三；若判断结果为否，则结束。所述控制方法采用含有上述控制方法程序的DSP或FPGA可编程逻辑控制器件及外围电路来实现。

基于DSP实现上述MIMO信道模拟器控制方法的装置，由DSP算法模块1、同步动态存储器2、闪存3、异步串行通信模块4和电平转换模块5组成，DSP算法模块1的全双工多通道缓冲串行口用于接收多路经空时编码的数据并且将经过模拟信道后的数据发送出去，DSP算法模块1的地址总线与用于存储不同的信道模拟程序的闪存3、用于存储不同的信道环境数据的同步动态存储器2和异步串行通信模块4的地址信息传输端相连，DSP算法模块1的数据总线与闪存3、同步动态存储器2和异步串行通信模块4的数据传输端相连，异步串行通信模块4的信息传输端通过电平转换模块5与计算机相连。

发明效果：

为了弥补国内在MIMO信道模拟器领域的空缺，本发明利用硬件DSP设计了一种MIMO信道模拟器，同时提供了一种模拟控制方法，该模拟器可以将现有的经典信道模型虚拟实现，从而为各种空时处理算法的相对性能的评估及高性能通信系统的设计和优化带来便利。另外，对比国外ACE-400NB Azimuth和Propsim C8两种商业信道模拟器，本发明的MIMO信道模拟器的优势在于它可以实现任意收发天线数目的信道模拟，而不仅仅局限于4×4或2×4，这就超越了ACE-400NB Azimuth和Propsim C8的使用范围，从而能够模拟的信道环境更宽泛，而且本发明的模拟器价格相对要低很多，而且结构简单功能多。

从国内发展来看，本发明的MIMO信道模拟器之所以有别于目前其它的信道模拟器的根本原因在于，原有的信道模拟器所模拟出来的信道模型仅考虑了频率选择性衰落或时间选择性衰落，而本发明的MIMO信道模拟器模拟出来的信道模型除了考虑时间和频率上的衰落外，还考虑了空间选择性衰落。本发明的MIMO信道模拟器在建模的过程中除了利用功率延迟谱PDP考虑相应的频率选择性衰落和利用多普勒频率谱DPSD考虑相应的时间选择性衰落，它还利用了角度功率谱PAS考虑相应的空间选择性衰落。

附图说明

图1是本发明的一种MIMO信道模拟器的控制方法的实现流程图；图2是具体实施方式一中基于信道冲激响应功率时延特征测量数据的建模方法，步骤六中系统计算H_l的数据处理方法的流程图；图3是具体实施方式一中基于收发衰落相关特征建模方法，步骤六中系统计算H_l的数据处理方法的流程图；图4是基于DSP实现本发明控制方法的MIMO信道模拟器的结构框图；图5是基于DSP实现本发明控制方法的MIMO信道模拟器的电路结构示意图；图6是具体实施方式一中验证发明效果时确定性MIMO信道衰落包络自相关与理论值的均方误差(MSE)与N的关系示意图；图7是具体实施方式一中验证发明效果时信道衰落包络自相关值与N的关系示意图；图8是具体实施方式一中验证发明效果时衰落空间相关仿真值与理论值的均方误差(MSE)随N变化的关系示意图；图9是具体实施方式一中验证发明效果时确定性MIMO信道衰落空间相关值与理论值的曲线图；图10是具体实施方式一中验证发明效果时确定性MIMO信道衰落的空时互相关波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：参见图1，本具体实施方式提供了一种MIMO信道模拟器的控制方法，它依次按以下步骤进行：

步骤一、MIMO信道模拟器系统初始化；

步骤二、通过多通道缓冲串口获得空时编码信息数据，该数据信号矩阵为S(k)；

步骤三、从系统操作界面选择环境的类型，该类型为典型城区、差的城区或乡村；

步骤四、根据不同的环境，从系统操作界面输入信道参数，该信道参数包括基站和移动台的天线参数，即选择天线的根数M、N和天线的间距d，每一可分辨径的特点，即收发天线间可分辨径的个数L和每一可分辨径中不可分辨径的个数P；

步骤五、从系统操作界面选择要模拟的MIMO信道类型；

步骤六、从系统操作界面选择角度功率谱PAS和多普勒频率谱DPSD计算出第l个可分辨多径的信道转移矩阵H_l，对于不同类型的信道模型，系统将调用不同的信道模拟程序和所需的信道环境数据求取H_l；

步骤七、从系统操作界面输入功率延迟谱PDP，将L条可分辨路径的信号按照功率延迟分布进行叠加，从而得到基站和移动端间的宽带MIMO无线信道离散冲激响应H(k)，可表示为：

$H\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l\mathrm{\δ}(k-k_l);$

步骤八、利用得到的MIMO无线信道离散冲激响应H(k)，可以算出经过模拟信道后的信号形式：X(k)＝H(k)S(k)；

步骤九、判断当前信道中是否有噪声，

若当前信道中有噪声，则执行步骤十：将上述获得的模拟信道后的信号X(k)再叠加一个噪声信号n((k)，即X(k)+n(k)；然后再执行步骤十一：输入的信号即是获得的MIMO模拟器输出的经过模拟信道后的最终信号，此次模拟结束，系统清零复位，准备进行下一次模拟；

若当前信道中无噪声，则直接执行步骤十一：输入的信号即是获得的MIMO模拟器输出的经过模拟信道后的最终信号，此次模拟结束，系统清零复位，准备进行下一次模拟；

步骤十二、是否进行下次模拟，若判断结果为是，则返回至步骤三；若判断结果为否，则结束。

步骤五所可以选择的MIMO信道类型的建模有以下两类方法：确定性MIMO信道建模方法和利用空时统计特征的建模方法，上述确定性MIMO信道建模方法包括基于信道冲激响应功率时延特征测量数据的建模方法和基于射线跟踪的建模方法；上述利用空时统计特征的建模方法包括基于几何分布统计建模方法、基于参数化统计建模方法和基于收发衰落相关特征建模方法，基于几何分布统计建模方法又包括单环模型、双环模型、椭圆模型和扇形模型，基于参数化统计建模方法又包括双方向性信道模型和虚射线模型。根据不同的信道模型，系统会调用针对不同的信道模型的数据处理方法。本发明的方法可以采用含有上述控制方法程序的DSP或FPGA可编程逻辑控制器件及外围电路来实现。

如图2所示，基于信道冲激响应功率时延特征测量数据的建模方法，步骤六中系统计算H_l的数据处理方法依次按以下步骤进行：

01、根据步骤五选择的基于信道冲激响应测量数据的MIMO信道模型，计算第i个接收天线与任一个发送天线间多径信道第l径的复衰落因子其中采用正弦波叠加法表示为：

${\mathrm{\α}}_i^{\left(l\right)}=\underset{p=1}{\overset{P_1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,p,1}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,p,1}t+{\mathrm{\φ}}_{i,p,1})+\sqrt{-1}\·\underset{p=1}{\overset{P_2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,p,2}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,p,2}t+{\mathrm{\φ}}_{i,p,2}),i=1,...,\mathrm{MN}$

其中：C_i，p表示多普勒系数，f_i，p表示离散多普勒频率值，φ_i，p为在(-π，π]之间服从“von Mises”概率密度函数的非均匀来波方向分布且相互独立的多普勒相位，P₁和P₂表示参与叠加的余弦波个数；

(计算参数多普勒系数C_i，p、离散多普勒频移f_i，p和多普勒相移φ_i，p的值需要利用多普勒频率谱DPSD和角度功率谱PAS。)

02、利用发送操纵矢量

计算第i个接收天线与第j个发送天线间多径信道第l径的复衰落因子

计算公式为：

其中：该发送操纵矢量利用了天线的角度信息，是通过角度功率谱PAS得到的；

03、从而得到信道转移矩阵H_l，该信道转移矩阵H_l是N×M维矩阵，它的元素是由上面计算出来的

组成的，i＝1，L，N；j＝1，L，M。

上述基于信道冲激响应的确定性MIMO信道建模方法，是指通过对MIMO信道衰落的测量，获知了特定电波传播环境的信道冲激响应测量数据，利用正弦函数迭加方法即可模拟MIMO信道的衰落过程。在整个信道衰落的模拟过程中，信道衰落只视为时间的函数，因此称为确定性建模方法。相对于其他建模方法，确定性MIMO信道建模方法具有运算量小，建模过程简单的特点，但是其缺点是需要信道冲激响应的测量数据，因此只能用于特定的传播环境。

如图3所示，基于收发衰落相关特征建模方法，步骤六中系统计算H_l的数据处理方法依次按以下步骤进行：

001、根据步骤五选择的基于收发衰落相关特征的MIMO信道模型，利用基站的天线参数和基站端信号的角度功率谱PAS计算出基站侧的相关矩阵R_BS，利用终端的天线参数和终端信号的角度功率谱PAS计算出终端侧的相关矩阵R_MS；

002、计算空间相关矩阵

003、对各支路进行功率平衡，得到各支路的功率系数P_l，其中

$P\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_l\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l),$

上式中，P(τ)为功率延迟分布PDP，τ_l为第l条可分辨路径的时延，P_l为各支路的功率系数；

004、将步骤002中的空间相关矩阵R_MIMO进行平方根或乔斯基(Cholesky)分解，得到NM×NM的对称映射矩阵C_l，其中

$R_{\mathrm{MIMO}}=R_{\mathrm{BS}}\⊗R_{\mathrm{MS}}=C_l{C}_l^T;$

005、按下式计算复信道衰落矩阵a_l，

$a_l={\left[\begin{array}{cccc}{a}_1^{\left(l\right)}& a_2^{\left(l\right)}& ...& a_{\mathrm{MN}}^{\left(l\right)}\end{array}\right]}_{\mathrm{MN}\×1}^T$

上述矩阵中的每个元素都是相互独立的小尺度衰落，i＝1，2，…MN，每个元素

采用正弦波叠加法表示为：

${\mathrm{\α}}_i^{\left(l\right)}=\underset{p=1}{\overset{P_1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,p,1}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,p,1}t+{\mathrm{\φ}}_{i,p,1})+\sqrt{-1}\·\underset{p=1}{\overset{P_2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,p,2}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,p,2}t+{\mathrm{\φ}}_{i,p,2}),i=1,...,\mathrm{MN}$

其中：C_i，p表示多普勒系数，f_i、p表示离散多普勒频率值，φ_i，p为在(-π，π]之间服从“von Mises”概率密度函数的非均匀来波方向分布且相互独立的多普勒相位，P₁和P₂表示参与叠加的余弦波个数；

(计算参数多普勒系数C_i，p、离散多普勒频移f_i，p和多普勒相移φ_i，p的值需要利用多普勒频率谱DPSD和角度功率谱PAS。)

006、计算得到NM×1维的信道转移矩阵

其中信道转移矩阵表示为：

${\tilde{H}}_l=\sqrt{P_l}{C}_l{a}_l;$

007、将NM×1维的信道转移矩阵转换成N×M维信道转移矩阵H_l。

上述基于收发衰落相关特征的MIMO信道建模方法就是利用统计平均的方法重新产生观察到的MIMO信道的衰落现象，它不需要相关环境的详细信息。

具体实施方式二：参见图4，基于DSP实现上述控制方法的装置，其特征在于所述装置为MIMO信道模拟器，它由DSP算法模块1、同步动态存储器2、闪存3、异步串行通信模块4和电平转换模块5组成，DSP算法模块1的全双工多通道缓冲串行口用于接收多路经空时编码的数据并且将经过模拟信道后的数据发送出去，DSP算法模块1的地址总线与用于存储不同的信道模拟程序的闪存3、用于存储不同的信道环境数据的同步动态存储器2和异步串行通信模块4的地址信息传输端相连，DSP算法模块1的数据总线与闪存3、同步动态存储器2和异步串行通信模块4的数据传输端相连，异步串行通信模块4的信息传输端通过电平转换模块5与计算机相连。所述DSP算法模块1所实现的功能还可采用FPGA来实现，那么其整个电路结构就会相应有所改变。

具体实施方式三：参见图4和图5，本具体实施方式与具体实施方式二的不同点是：本具体实施方式采用TI公司的DSP芯片来实现DSP算法模块1。如图5所示，所述DSP算法模块1采用的型号为TMS320VC5509A的数字信号处理器U1，U1通过三个全双工多通道缓冲串行口(MCBSP0、MCBSP1、MCBSP2)来接收经空时编码的数据，然后利用DSP运行信道模拟算法程序来完成信道的模拟，该模块是整个空时信道模拟器的核心模块。上述三个全双工多通道缓冲串行口的功能管脚及与U1管脚的对应关系见下表。

上述三组全双工多通道缓冲串行口通过缓存芯片为DSP提供空时编码的多路数据。

如图5所示，所述闪存3采用型号为SST39VF400A的闪存芯片U4，它用来存储各种信道模拟算法的程序，以供DSP调用。

如图5所示，所述同步动态存储器2采用Hynix公司的同步动态SDRAM芯片U2，其型号为HY57V641620ET-H，其用来存放处理的数据。该SDR芯片U2为64Mbit的SDRAM，是高速CMOS动态随机访问存储器，共有67108864bit，它内部有4块带有同步接口的DRAM(所有信号在时钟上升沿被存储)。

如图5所示，所述异步串行通信模块4采用型号为TL16C550CFN的异步通信芯片U3，它负责将DSP的并行数据转化为串行数据，并将计算机的串行数据转化为DSP的并行数据。由于TMS320VC5509A没有专门的UART接口，所以本发明的信道模拟器采用专门的异步异步通信芯片TL16C550(以下简称16C550)来扩展C5509A的串口，使DSP器件实现稳定、准确的串行通信。16C550是一种具有异步串行通信功能的大规模集成电路芯片，其主要功能是为DCE设备和DTE设备之间提供可靠、灵活的接口服务。所述电平转换模块5采用MAX232电平转换芯片U5。

如图5所示，DSP通过地址线对16C550进行控制、选择，数据则直接通过数据线传输。为了读写控制寄存器，在C5509A中使用ioport指令，只要选中要读写的寄存器的地址，就可以直接读写控制寄存器的值，以达到对寄存器的值进行设置及读出的目的。DSP与16C550之间的数据传输很简单，RBR/THR分别是接收和发送缓冲寄存器，它们之间的数据的传输则是完全通过DSP读写这两个缓冲寄存器来实现的。

如图5所示，上述各芯片的主要连接关系如下：数字信号处理器U1的CLKR0、FSR0、DR0、CKLX0、FSX0、DX0脚分别连接缓存芯片U9的A1至A6脚，数字信号处理器U1的S15、S13、S20、S22、S21、S24脚分别连接缓存芯片U9的C1至C6脚，数字信号处理器U1的S10、S12、S11、S14脚分别连接缓存芯片U9的A7至A10脚，数字信号处理器U1的S25和S23脚分别连接缓存芯片U9的C7和C8脚，数字信号处理器U1的A0至A13脚通过地址总线连接SDRAM芯片U2的BA1、A0至A9、A11、BA0脚以及闪存芯片U4的A0至A13脚，数字信号处理器U1的A1至A3脚分别连接异步通信芯片U3的A0至A2脚，数字信号处理器U1的D0至D15脚通过数据总线连接SDRAM芯片U2的D0至D15脚和闪存芯片U4的D0至D15脚，数字信号处理器U1的D0至D7脚通过数据总线连接异步通信芯片U3的D0至D7脚，异步通信芯片U3的SOUT和SIN脚通过电平转换芯片U5与计算机相连用于传送数据，异步通信芯片U3的BAUDOUT和RCLK脚相连，异步通信芯片U3的XIN、XOUT脚分别连接由晶振和电容构成的时钟电路8的两个输出端，异步通信芯片U3的RD2、WR2、脚分别通过一个第九电阻R9接地，异步通信芯片U3的MR、Vss脚接地，异步通信芯片U3的CS0、CS1脚分别通过一个第十电阻R10连接直流电源VCC的输出端，数字信号处理器U1的C14脚通过第一电阻R1连接SDRAM芯片U2的CLK脚，数字信号处理器U1的C13脚连接SDRAM芯片U2的A10脚，数字信号处理器U1的C12脚通过第二电阻R2连接SDRAM芯片U2的脚，数字信号处理器U1的C11脚通过第四电阻R4连接SDRAM芯片U2的

脚，数字信号处理器U1的C10脚通过第三电阻R3连接SDRAM芯片U2的

脚，数字信号处理器U1的C9脚连接SDRAM芯片U2的HDQM脚，数字信号处理器U1的C8脚连接SDRAM芯片U2的LDQM脚，SDRAM芯片U2的

脚连接数字信号处理器U1的C6脚，SDRAM芯片U2的CKE脚连接直流电源VCC的输出端，数字信号处理器U1的C5脚连接闪存芯片U4的CE#脚，数字信号处理器U1的C2脚通过第五电阻R5连接闪存芯片U4的WE#脚，数字信号处理器U1的C1脚通过第六电阻R6连接闪存芯片U4的OE#脚，闪存芯片U4的A14至A17脚接地，数字信号处理器U1的C4脚连接异步通信芯片U3的脚，异步通信芯片U3的脚通过第七电阻R7连接数字信号处理器U1的C0脚，异步通信芯片U3的脚通过第八电阻R8连接数字信号处理器U1的C2脚，数字信号处理器U1的RTCINX1脚接地，数字信号处理器U1的X2/CLKIN脚通过第十一电阻R11连接时钟芯片U6的时钟信号输出端，该时钟芯片U6可采用型号为CRYSTAL_12M的芯片；数字信号处理器U1的GPIO0、GPIO1、GPIO2、GPIO3分别通过一个第十二电阻R12与四个跳线HEADER的2脚相连，四个跳线HEADER的1脚都连接直流电源VCC的输出端，四个跳线HEADER的3脚接地，四个跳线HEADER对GPIO0、GPIO1、GPIO2、GPIO3设置不同的值，从而选择对DSP芯片的不同的引导方式，数字信号处理器U1的USBPLL Vdd、RDVdd、RCVdd、

脚连接第一直流电源VA的输出端，数字信号处理器U1的

复位端连接复位按键芯片U8的

脚，复位按键芯片U8为IMP809TEUR-T。

为便于DSP进行编程设计及调试，特添加一DSP编程接口DSP_JTAG，数字信号处理器U1的EMU0脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的13脚，数字信号处理器U1的脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的14脚，数字信号处理器U1的TDO脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的7脚，数字信号处理器U1的TDI脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的3脚，数字信号处理器U1的

脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的2脚，数字信号处理器U1的TCK脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的9和11脚，数字信号处理器U1的TMS脚连接DSP编程接口DSP_JTAG的1脚，DSP编程接口6的4、8、10、12脚接地，DSP编程接口DSP_JTAG的5脚连接直流电源VCC的输出端。

为了方便与外部设备相连，用于向DSP输入参数数据，增加USB接口部分，其连接关系如下：数字信号处理器U1的GPIO7作为USB接口模块1-1的电源输出端，数字信号处理器U1的PU、DP和DN脚作为USB接口模块1-1数据信号传输，数字信号处理器U1的PU和DP脚分别通过一个第十三电阻R13连接USB接口U7的D+脚，数字信号处理器U1的DN脚通过一个第十四电阻R14连接USB接口U7的D-脚，USB接口U7的D+脚和D-脚分别通过一个第十五电阻R15接地。

本具体实施方式采用TPS767D301作为供电芯片，它为上述各个芯片提供精确稳定的供电电压。

为了验证上述关于本发明MIMO信道模拟器技术方案的正确性，本发明还对模拟结果进行了分析及仿真，并将仿真结果与理论模型进行了对比。这里以在空时码的应用下的确定性MIMO衰落信道模型为例，对信道的衰落统计特征进行数值仿真，并对仿真结果进行了分析。通过仿真与比较，体现出该MIMO信道模拟器的作用效果。

首先，给出理论统计MIMO信道的空时互相关函数及定义。对于MIMO信道中的任意两个SISO信道衰落的随机过程α_pq(t)和α_lk(t)，信道空时互相关函数的定义可表示为

$R_{\mathrm{nm},\mathrm{lk}}(\mathrm{\τ},d_{\mathrm{pq},\mathrm{lk}})=\frac{E\{{\mathrm{\α}}_{\mathrm{pq}}\left(t\right)*{\mathrm{\α}}_{\mathrm{lk}}^{*}(t+\mathrm{\τ})\}}{\sqrt{E\left\{{\left|{\mathrm{\α}}_{\mathrm{pq}}\left(t\right)\right|}^2\right\}E\left\{{\left|{\mathrm{\α}}_{\mathrm{lk}}(t+\mathrm{\τ})\right|}^2\right\}}}---\left(1\right)$

参考已有的文献，可将第m个接收天线的接收信号的包络自相关值的实部表示为

$R_{\mathrm{rr}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\mathrm{\ζ}\frac{I_0\left(\sqrt{{\mathrm{\κ}}^2-4{\mathrm{\π}}^2{f}_D^2{\mathrm{\τ}}^2+j4\mathrm{\π\κ}\cos \left({\mathrm{\θ}}_p\right)f_D\mathrm{\τ}}\right)}{I_0\left(\mathrm{\κ}\right)}+(1-\mathrm{\ζ})J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\right)---\left(2\right)$

而确定性MIMO信道的空时互相关函数表示为

${\tilde{R}}_{\mathrm{nm},\mathrm{lk}}(\mathrm{\τ},d_{\mathrm{pq},\mathrm{lk}})=\underset{T\→\∞}{\lim }\frac{1}{2T}{\∫}_{-T}^T{\mathrm{\α}}_{\mathrm{pq}}\left(t\right){\mathrm{\α}}_{\mathrm{lk}}^{*}(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}$

$=\underset{T\→\∞}{\lim }\frac{1}{2\mathrm{NT}}\left\{\right[\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{pq}}}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_n^{\left(\mathrm{pq}\right)}f+{\mathrm{\φ}}_{p,n,l}^{\left(\mathrm{pq}\right)}+j\·\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{pq}}}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_n^{\left(\mathrm{pq}\right)}t+{\mathrm{\φ}}_{p,n,l}^{\left(\mathrm{pq}\right)}-\mathrm{\π}/2))---\left(3\right)$

$\·{[\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{lk}}}{\mathrm{\Σ}}}\cos 2\mathrm{\π}{f}_n^{\left(\mathrm{lk}\right)}(t+\mathrm{\τ})+{\mathrm{\φ}}_{l,n,1}^{\left(\mathrm{lk}\right)})+j\·\underset{n=1}{\overset{N_{\mathrm{lk}}}{\mathrm{\Σ}}}\cos (2\mathrm{\π}{f}_n^{\left(\mathrm{lk}\right)}(t+\mathrm{\τ})+{\mathrm{\φ}}_{l,n,1}^{\left(\mathrm{lk}\right)}-\mathrm{\π}/2)]}^{*}\}$

式(3)中，N_pq和N_lk分别表示用于计算确定性建模所需参数时的余弦波数目。针对SIMO信道情形，当N_pq＝N_pk＝N时，式(3)简化为

${\tilde{R}}_{\mathrm{pq},\mathrm{lq}}(\mathrm{\τ},d_{\mathrm{pq},\mathrm{lq}})=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{-j(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin \left(\frac{\mathrm{n\π}}{2N}\right)+2\mathrm{\π}(d_{\mathrm{pl}}/\mathrm{\λ})\sin \left({\mathrm{\θ}}_n\right))}---\left(4\right)$

下面讨论当N→∞时，空时互相关函数的两种特殊结果和一般结果。

当仅考虑时域自相关特性，有d_pl＝0，式(4)的结果可表示为

${\tilde{R}}_{\mathrm{pq},\mathrm{pq}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{N\→\∞}{\lim }\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\{\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin \left(\frac{\mathrm{n\π}}{2N}\right)\right)-j\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin \left(\frac{\mathrm{n\π}}{2N}\right)\right)\}$

$=\frac{2}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}/2}\{\cos \left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin \left(\mathrm{\α}\right)\right)-j\sin \left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin \left(\mathrm{\α}\right)\right)\}\mathrm{d\α}---\left(5\right)$

$=J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\right)-j{Y}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\right)$

式(5)中，实部J₀(2πf_Dτ)为第一类零阶Bessel函数，虚部Y₀(2πf_Dτ)为第二类零阶Bessel函数。同理，根据式(2)考察复包络自相关。得出结论，式(5)结果与理论模型式(2)的结果完全相同。

考虑空域自相关特性，即当τ＝0时，式(5.4)的结果可表示为

$\underset{N\→\∞}{\lim }{\tilde{R}}_{\mathrm{pl},\mathrm{pq}}(\mathrm{\τ},t){|}_{\mathrm{\τ}=0}={\∫}_{-\mathrm{\π}}^{\mathrm{\π}}\exp \left(j2\mathrm{\π}\frac{d_{\mathrm{pl}}}{\mathrm{\λ}}\sin {\mathrm{\θ}}_n\right)p_{\mathrm{\Θ}}^{\mathrm{scat}}d{\mathrm{\θ}}_n=R_{\mathrm{pl}}\left(d_{\mathrm{pl}}\right)---\left(6\right)$

观察式(6)可以发现，在确定性MIMO信道模型中，各链路信号的空时互相关与时间t无关。这可以证明所提确定性模型满足遍历平稳特性，其次，在两种特殊情形，即空间互相关和时域自相关，当N→∞时，确定性MIMO信道的空时相关函数也可逼近统计意义的MIMO信道的空时相关函数。

考虑一般情形，即N→∞式(4)的极限情况

$\underset{N\→\∞}{\lim }{\tilde{R}}_{\mathrm{pq},\mathrm{lq}}(\mathrm{\τ},d_{\mathrm{pq},\mathrm{lq}})\≈{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}{e}^{-j(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin ({\mathrm{\θ}}_n/4)+2\mathrm{\π}(d_{\mathrm{pl}}/\mathrm{\λ})\sin \left({\mathrm{\θ}}_n\right))}{p}_{\mathrm{\Θ}}^{\mathrm{scat}}d{\mathrm{\θ}}_n$ (7)

$=E\left\{e^{-j(2\mathrm{\π}{f}_D\mathrm{\τ}\sin ({\mathrm{\θ}}_n/4)+2\mathrm{\π}(d_{\mathrm{pl}}/\mathrm{\λ})\sin \left({\mathrm{\θ}}_n\right))}\right\}$

下面针对以上三种情形，分别给出了数值仿真。通过均方误差(Mean Square Errors，MSE)来考察使用不同余弦波数目N时，该模拟信道衰落的自相关函数与理论计算结果的差异。在式(8)计算中，只考虑相关函数的实部。

$E_{R\left(\mathrm{\τ}\right)}=\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }}{(R\left(\mathrm{\τ}\right)-\tilde{R}\left(\mathrm{\τ}\right))}^2\mathrm{d\τ}---\left(8\right)$

首先考察在κ＝0.5，ζ＝1，f_D＝925Hz时，MIMO信道中单链路的衰落包络自相关特性。依据式(2)和式(5)，计算N从7变化至50时的仿真信道衰落包络自相关与理论结果的MSE，如图6所示。

在N分别取7、25、40三个值时，图7给出了信道衰落复包络自相关值与理论值的图形。观察图6和7可看出，随N的增大，确定性MIMO信道衰落的自相关逐步逼近理论统计模型的结果。在N＞15时，MSE＜0.01。图7的时域波形也显示，N＝40时的衰落包络自相关与理论值已非常接近。

其次，对MIMO信道衰落复包络的空间相关特性进行考察，两接收阵元间距从0.2个波长开始，按0.2个波长，增大至5个波长。所得仿真结果与理论结果的MSE如图8所示。其空域波形如图9所示。从图8中可以看出，随N增大，所建立的MIMO信道模型的衰落空间相关仿真值逐渐逼近理论结果。在N大于35后，MSE＜0.01。

N＝40，κ＝3和ζ＝0.5时，天线间距从0.2个波长按0.1个波长增加至3个波长，时延从0至0.015ms，所建立的MIMO信道的空时互相关特性如图10所示。

通过上面的分析与比较，可以看出：用本发明的MIMO信道模拟器虚拟实现的信道模型与理论模型是很逼近的，这也证实了该MIMO信道模拟器的工作效果。

Claims (4)

1.一种MIMO信道模拟器的控制方法，其特征在于所述控制方法依次按以下步骤进行：

步骤(一)、MIMO信道模拟器系统初始化；

步骤(二)、通过多通道缓冲串口获得空时编码信息数据，该数据信号矩阵为S(k)；

步骤(三)、从系统操作界面选择环境的类型，该类型为典型城区、差的城区或乡村；

步骤(四)、根据不同的环境，从系统操作界面输入信道参数，该信道参数包括基站和移动台的天线参数，即选择天线的根数M、N和天线的间距d，每一可分辨径的特点，即收发天线间可分辨径的个数L和每一可分辨径中不可分辨径的个数P；

步骤(五)、从系统操作界面选择要模拟的MIMO信道类型；

步骤(六)、从系统操作界面选择角度功率谱PAS和多普勒频率谱DPSD计算出第l个可分辨多径的信道转移矩阵H_l，对于不同类型的信道模型，系统将调用不同的信道模拟程序和所需的信道环境数据求取H_l；

步骤(七)、从系统操作界面输入功率延迟谱PDP，将L条可分辨路径的信号按照功率延迟分布进行叠加，从而得到基站和移动端间的宽带MIMO无线信道离散冲激响应H(k)，可表示为：

$H\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{H}_l\mathrm{\δ}(k-k_l);$

步骤(八)、利用得到的MIMO无线信道离散冲激响应H(k)，可以算出经过模拟信道后的信号形式：X(k)＝H(k)S(k)；

步骤(九)、判断当前信道中是否有噪声，

若当前信道中有噪声，则执行步骤十：将上述获得的模拟信道后的信号X(k)再叠加一个噪声信号n(k)，即X(k)+n(k)；然后再执行步骤十一：输入的信号即是获得的MIMO模拟器输出的经过模拟信道后的最终信号，此次模拟结束，系统清零复位，准备进行下一次模拟；

若当前信道中无噪声，则直接执行步骤十一：输入的信号即是获得的MIMO模拟器输出的经过模拟信道后的最终信号，此次模拟结束，系统清零复位，准备进行下一次模拟；

步骤(十二)、是否进行下次模拟，若判断结果为是，则返回至步骤三；若判断结果为否，则结束。

2.根据权利要求1所述的一种MIMO信道模拟器的控制方法，其特征在于基于收发衰落相关特征建模方法，步骤六中系统计算H_l的数据处理方法依次按以下步骤进行：

(001)、根据步骤五选择的基于收发衰落相关特征的MIMO信道模型，利用基站的天线参数和基站端信号的角度功率谱PAS计算出基站侧的相关矩阵R_BS，利用终端的天线参数和终端信号的角度功率谱PAS计算出终端侧的相关矩阵R_MS；

(002)、计算空间相关矩阵

(003)、对各支路进行功率平衡，得到各支路的功率系数Pl，其中

$P\left(\mathrm{\τ}\right)=\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_l\mathrm{\δ}(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\τ}}_l),$

上式中，P(τ)为功率延迟分布PDP，τ_l为第l条可分辨路径的时延，P_l为各支路的功率系数；

(004)、将步骤002中的空间相关矩阵R_MMO进行平方根或乔斯基分解，得到NM×NM的对称映射矩阵C_l，其中

$M_{\mathrm{MIMO}}=R_{\mathrm{BS}}\⊗R_{\mathrm{MS}}=C_l{C}_l^T;$

(005)、按下式计算复信道衰落矩阵a_l，

$a_l={\left[\begin{array}{cccc}{a}_1^{\left(l\right)}& a_2^{\left(l\right)}& ...& a_{\mathrm{MN}}^{\left(l\right)}\end{array}\right]}_{\mathrm{MN}\×1}^T$

上述矩阵中的每个元素

都是相互独立的小尺度衰落，i＝1，2，…MN，每个元素采用正弦波叠加法表示为：

${\mathrm{\α}}_i^{\left(l\right)}=\underset{p=1}{\overset{P_1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,p,1}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,p,1}t+{\mathrm{\φ}}_{i,p,1})+\sqrt{-1}\·\underset{p=1}{\overset{P_2}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,p,2}\cos (2\mathrm{\π}{f}_{i,p,2}t+{\mathrm{\φ}}_{i,p,2}),i=1,...,\mathrm{MN}$

其中：C_i，p表示多普勒系数，f_i，p表示离散多普勒频率值，φ_i，p为在(-π，π]之间服从“von Mises”概率密度函数的非均匀来波方向分布且相互独立的多普勒相位，P₁和P₂表示参与叠加的余弦波个数；

(006)、计算得到NM×1维的信道转移矩阵其中信道转移矩阵表示为：

${\tilde{H}}_l=\sqrt{P_l}{C}_l{a}_l;$

(007)、将NM×1维的信道转移矩阵转换成N×M维信道转移矩阵H_l。

3.根据权利要求1所述的一种MIMO信道模拟器的控制方法，其特征在于所述控制方法采用含有上述控制方法程序的DSP或FPGA可编程逻辑控制器件及外围电路来实现。

4.基于DSP的实现权利要求1所述的一种MIMO信道模拟器控制方法的装置，其特征在于所述装置由DSP算法模块(1)、同步动态存储器(2)、闪存(3)、异步串行通信模块(4)和电平转换模块(5)组成，DSP算法模块(1)的全双工多通道缓冲串行口用于接收多路经空时编码的数据并且将经过模拟信道后的数据发送出去，DSP算法模块(1)的地址总线与用于存储不同的信道模拟程序的闪存(3)、用于存储不同的信道环境数据的同步动态存储器(2)和异步串行通信模块(4)的地址信息传输端相连，DSP算法模块(1)的数据总线与闪存(3)、同步动态存储器(2)和异步串行通信模块(4)的数据传输端相连，异步串行通信模块(4)的信息传输端通过电平转换模块(5)与计算机相连。

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