CN1918840A - 用于多输入多输出通信系统的自适应反馈 - Google Patents

Abstract

自适应传输方案提供多级适配。在第一级，在有限反馈或开环方案与丰富反馈或闭环方案之间进行选择。在适配的第二级，选择分集模式。可采用适配的附加级。

Description

用于多输入多输出通信系统的自适应反馈

发明背景

本发明涉及用于无线通信网络的多天线传输方案，更具体来说，涉及用于响应信道条件和其它因素而在发射机与接收机配置之间进行适配的设备及方法。

在大部分传统的第二代(2G)和第三代(3G)无线通信系统中，发射机以及接收机都配备单个天线。这类系统称作单输入单输出(SISO)系统。近年来，研究人员已经提出在发射机和/或接收机上采用多个天线来改进通信系统的性能。发射分集是作为改进接收机上的信号干扰比(SINR)的一种方式提出的多天线传输方案的一个实例。本文所使用的SINR包括噪声干扰。发射分集系统又称作多输入单输出(MISO)系统。发射分集或MISO系统在发射机上采用多个天线向接收机发送信号。来自各发射天线的信号通过不同的传播信道到达接收机。接收机可选择“最佳”信号(通常是具有最高SINR的信号)，或者可组合多个信号通过组合增益来取得更高的SINR。采用空间时间码的发射分集通过在传输之前对发送信号进行编码来进一步改进SINR。虽然发射分集方案实现SINR的改进，但是峰值速率改进被限制于单天线调制和编码选项。

多输入多输出(MIMO)系统在接收机上以及在发射机上采用多个天线。MIMO系统在接收机上利用信号的空间维来取得更高的频谱效率以及更高的数据速率而没有增加带宽。折衷引起发射机和接收机更大的复杂度。MIMO系统可广义地分类为有限反馈(又称作开环)和丰富反馈(又称作闭环)系统。在有限反馈MIMO系统中，只有与通信信道有关的有限信息才从接收机反馈到发射机。有限反馈系统改进可达到的峰值传输速率，并且在高SINR环境中更为有利。在丰富反馈系统中，接收机向发射机回送信道系数或者从中可估算信道系数的其它信息。发射机可利用对信道的了解在传输之前对发送信号进行滤波。丰富反馈系统由于来自多个发射天线的阵列增益而提供附加利益，这对于某些阵列配置可能是重大的。

然而，在为部署设想的可能工作条件的范围内，没有一种系统配置一贯地比其它系统配置更好地执行。影响性能的工作条件的一部分包括：接收机上的期望工作SINR；在接收机上观察到的传播信道和干扰环境；允许的信道反馈量；假定的用户数据业务量；以及想要的可允许发射和接收天线的数量。想要的是具有适用于广泛工作条件中不同天线配置的健壮方式。

发明内容

本发明涉及具有至少两级适配的自适应传输方案。在第一级，根据表明接收机性能的某个质量度量来选择反馈模式。例如，度量可能是终端接收机的输出上的一个或多个SINR或者是接收机可支持的数据速率。这种质量度量可能取决于多个可测量的量，包括接收天线的数量、信道质量、移动台速度、传播信道的条件和/或移动台与基站之间的可用带宽。终端可为闭环和开环模式计算这个质量度量，并转换到满足交换标准的模式。在一个示范实施例中，反馈模式包括有限反馈或开环模式以及丰富反馈或闭环模式。用于有限反馈模式的发射机配置包括与代码再用结合的按天线速率控制(PARC)和空间复用(SM)。在这些方法中，数据流被分为多个流，以及每个子流从不同天线被发送。用于闭环模式的发射机配置包括匹配现场发射分集(MFTD)，其中数据流被分为一个或多个子流，并且每个子流经过预滤波以便匹配信道到所选接收天线。

在第二级，选择分集模式。当选择开环模式时，分集模式的选择对应于天线数量的选择。当使用不到全部发射天线时，选择可包括天线的“最佳”子集。当选择闭环模式时，分集模式的选择对应于数据流的数量的选择。当数据流的数量少于接收天线的数量时，选择可包括前置滤波器匹配的接收天线的子集。选择级的数量也可大于二，例如，一旦已经选择开环MIMO方案，则可能存在从中选择的多个开环MIMO方案。

附图简介

图1说明一个多输入多输出通信系统。

图2-4比较具有不同天线配置的SISO、MISO和MIMO系统的性能。

图5说明采用按天线速率控制的示范开环发射机配置。

图6说明采用具有代码再用的空间复用的示范开环发射机配置。

图7说明采用匹配现场发射分集的示范闭环发射机配置。

发明详细说明

图1说明包括第一站20和第二站30的多输入/多输出(MIMO)无线通信系统10。第一站20包括用于向第二站30发送信号的发射机22，而第二站包括用于接收第一站20所发送的信号的接收机32。本领域的技术人员会理解，第一站20和第二站30均可包括如图1所示用于双向通信的发射机22以及接收机32。在一个示范实施例中，第一站20是无线通信网络中的基站，而第二站30则是移动台。

二进制数据流的形式的信息信号输入到第一站20上的发射机22。发射机包括控制器24、发射信号处理电路26以及多个发射天线28。控制器24控制发射机22的操作。发射信号处理电路26执行输入位到复合调制符号的差错编码和映射。发射信号处理电路26产生可能是独立的、部分冗余的或者完全冗余的多个发射信号。在上变频、滤波以及放大之后，发射信号通过通信信道12从相应的发射天线28发送给第二站30。

第二站30上的接收机32包括控制器34、接收信号处理电路36以及多个天线38。控制器34控制接收机32的操作。接收信号处理电路36对于在各天线38上所接收的信号进行解调和解码。在没有误码时，来自接收机32的输出信号将与发射机22上输入的原始信息信号相同。由于多个数据流从不同天线28并行发送，因此，通过每对天线28、38被添加到系统，在吞吐量上存在线性增加，而没有带宽要求的增加。

MIMO系统由于其取得高频谱效率以及因而取得高数据速率的可能性，一直是用于无线通信网络的全球性广泛研究活动的主题。已经提出许多类型的MIMO系统，它们一般可分类为闭环或开环。在闭环MIMO系统中，发射机接收来自接收机的信道系数的反馈，它在本文中称作丰富反馈。在开环MIMO系统中，发射机接收信道状态信息的有限反馈。这种有限反馈通常不包括信道系数，但是可能包括诸如通信信道的SINR等的信道状态信息。

一般来说，闭环系统提供优于开环系统的改进性能，因为这类系统对通信信道有更多了解，但是要求信道系数的反馈。反馈量与发射天线的数量、接收天线的数量以及信道的时延扩展成正比。图2-4比较各种天线配置的闭环和开环多天线系统的性能。图2比较4×1多输入单输出(MISO)系统中的开环和闭环容量。图3比较4×2MIMO系统中的开环和闭环容量。图4比较4×4MIMO系统中的开环和闭环容量。

在蜂窝环境中，信道是随机变量；因此，与各传输方案对应的互信息也是具有某个累积分布函数(CDF)的随机变量。图2-4以图表说明各种系统配置的SINR对互信息的CDF的1％点。CDF上的这个点有时称作产生1％停机概率的互信息，即各方案的互信息超过具有概率0.99的相应1个百分点值。这些图上的实线曲线对应于闭环容量，带星号“*”的虚线曲线对应于开环容量，以及带“×”的虚线曲线对应于具有一个发射天线和一个接收天线的单输入单输出(SISO)系统。

在4×1MISO系统(图2)中，闭环容量因分集和天线阵列增益而比开环容量增加6dB。此外，开环容量在工作SINR的大范围上不是远远大于SISO信道的容量。这表明，为了得到增加的速率，某种形式的发射分集是有益的。对于4×2MIMO系统(图3)，在闭环与开环容量之间仍然存在大约4.5dB的明显间隙。这比4×1系统略小，但它仍然表明与开环MIMO系统相比的闭环MIMO系统的显著性能优势。对于4×4MIMO系统(图4)，间隙缩小到大约3dB，并且主要在低SINR出现。

示范开环MIMO系统采用与代码再用结合的按天线速率控制(PARC)技术或空间复用(SM)技术。在开环配置中，单输入数据流被分为多个数据流，它们被映射到不同的发射天线。在以下更完整描述的PARC方法中，各子流被独立编码和调制。在SM方法中，输入数据流在分割之前被编码，然后各个子流被独立调制和发送。示范闭环系统采用匹配现场发射分集(MFTD)、又称作具有丰富反馈的发射分集(TDRF)，下面进行更详细描述。在采用MFTD的闭环MIMO系统中，输入数据流从多个发射天线28发送给具有一个或多个接收天线38的接收机32。输入流经过预先滤波，以便匹配发射与接收天线28、38之间的信道。

图5说明采用按天线速率控制(PARC)方法的开环模式的示范发射机100的配置。本领域的技术人员会理解，PARC是无线通信系统中用来增加系统容量的多流发送技术。示范实施例中的发射机100配置用于WCDMA的高速下行链路分组接入(HSDPA)模式。

图5中的发射机100包括：解复用器102，把原始信息比特流I分为M个比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}；用于各比特流的编码和调制电路104；以及多个天线120。用于各比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}的编码和调制电路104包括：编码器106，对各比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}进行编码；多个解复用器108，把各比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}进一步分为子流；多个符号映射器110，把各子流映射到信令星座上的点；多个信号扩频器112，对各子流应用所选扩频码；以及组合器114，重组子流以产生用于传输的发射信号{x₁(t)，x₂(t)，...x_M(t)}。可由组合器116把发射信号{x₁(t)，x₂(t)，...x_M(t)}与包含多个专用信道和控制信道以及公共导频信道的一个或多个其它同时发送的信号d_m(t)进一步组合。用于各比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}的编码器106以不同速率对原始信息位进行编码。速率取决于来自接收机32的信道质量指示符(CQI)反馈。由各编码器106输出的编码信号则由解复用器108分为K个子流。各子流由K个符号映射器110之一映射到符号，并由信号扩频器112采用K个扩频码之一进行扩频。K个扩频码可在不同天线120上再用。组合器重组来自各信号扩频器112的K个扩频信号。在图5中，编码信号的数量和发射天线120的数量相同。但是，在其它实施例中，编码信号的数量可能等于或者少于发射天线120的数量。

图6说明采用具有代码再用的空间复用(SM)的开环模式的示范发射机配置50。图6所示的发射机配置150包括：编码器152，对原始信息流I进行编码以产生编码比特流；解复用器154，把编码比特流分为N个比特流{b₁(t)，b₂(t)，...b_M(t)}；用于各比特流的调制电路156；以及多个天线168。用于各比特流的调制电路156包括：解复用器158，把各子流进一步分为大量子流；多个符号映射器160，把各子流映射到信令星座上的点；多个信号扩频器162，对各子流应用所选扩频码；以及组合器164，重组子流以产生用于传送给第二站30的发射信号{x₁(t)，x₂(t)，...x_M(t)}。可由组合器166把发射信号{x₁(t)，x₂(t)，...x_M(t)}与包含多个专用信道、控制信道以及公共导频信道的一个或多个其它同时发送的信号d_m(t)进一步结合。

图7说明用于闭环模式系统的示范发射机配置200。图7的发射机200采用本文中提到的匹配现场发射分集(MFTD)。图7所示的发射机配置200包括：解复用器202，把信息比特流分为多个比特流；用于各比特流的编码和调制电路204；与发射机和接收机之间的通信信道匹配的前置滤波器212；以及多个发射天线214。每个编码和调制电路204包括：编码器206，对相应比特流进行编码；符号映射器208，把编码位映射到调制符号；以及信号扩频器210，对各子流应用所选扩频码。从调制和编码电路204输出的信号是要发送给第二站30的发射信号s₁(t)、...s_N(t)，其中N小于或等于接收机32上的天线的数量。发射信号s₁(t)、...s_N(t)输入到前置滤波器212。前置滤波器根据对于发射机22与接收机32之间的通信信道的了解来对发射信号进行滤波。前置滤波器把已滤波信号x₁(t)、...x_M(t)输出到天线214以便传送给第二站30，其中M为发射天线214的数量。

以下论述说明如何计算前置滤波器212的滤波器。假定输入到前置滤波器212的信号s₁(t)、...s_N(t)是相互独立的，并且每一个具有信道带宽内的功率谱Λ(f)。发射信号向量s(t)＝[s₁(t)，s₂(t)，...s_N(t)]的功率谱由P_XX(f)表示。已滤波信号向量x(t)的功率谱可按照下式用P_XX(f)来表示：

$P_{\mathrm{XX}}(f;m,p)=\mathrm{\Λ}\left(f\right)\underset{n-1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}G(f;n,m)G^{*}(f;n,p)$ 等式(1)

其中Λ(f)是为确保从发射机发出的总功率是固定的而选择的实值函数，以及G(f；n，m)是从第m个发射天线到第n个接收天线的下行链路信道的频率响应。

在图7中看到，MFTD发射机200由N个并行数据流或子信道和M个天线214组成。N个并行数据流中的每个具有两个部分：1)调制和编码电路204，它把信息位映射到标量值波形，以及2)匹配滤波器的单输入多输出组，它们组成前置滤波器212的一部分。用H(f；n，m)表示这些匹配滤波器，则滤波器可由下式表示

$H(f;n,m)=\frac{G^{*}(f;n,m)}{\sqrt{{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{\mathrm{\Σ}}_{m=1}^M{\left|G(f;n,m)\right|}^2}}$ 等式(2)

等式2给出的滤波器具有几个引起关注的属性。第一，它们的频率响应是两个项之积。分子中的第一项G^*(f；n，m)是与第m个发射天线和第n个接收天线之间的下行链路信道匹配的滤波器。分母中的第二项

可看作信息信号的白化滤波器。其次，等式2产生以下意义上的宽松形式的水流。如果特定频率上的下行链路信道之一严重衰减，则来自相应发射天线214的功率也将在这个频率上成比例地衰减。来自天线214的总功率保持恒定，发射机200则把更多功率注入其中下行链路信道没有衰减的那些频率。

通过忽略分母中的频率相关项

可得到简化形式。这种近似产生以下形式的前置滤波器212：

     H(f；n，m)＝λG^*(f；n，m)              等式(3)

其中λ是为确保总发射功率为σ² _x而选择的标量因子，即

$\mathrm{\λ}=\frac{{\mathrm{\σ}}_X}{\sqrt{\sqrt{{\mathrm{\Σ}}_{n=1}^N{\mathrm{\Σ}}_{m=1}^M\∫{\left|G(f;n,m)\right|}^2\mathrm{df}}}}$ 等式(4)

由等式3给出的滤波器的实现极为简单，因为G^*(f；n，m)的脉冲响应只是g^*(-t；n，m)。这意味着，滤波器可在发射机200中由匹配原始下行链路信道的简单FIR滤波器来实现。根据这种观察，从第m个发射天线214到第n个接收天线38的下行链路信道可建模为：

$g(t;n,m)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_K(n,m)\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_k)$ 等式(5)

第n个子信道中的第m个滤波器的脉冲响应则具有下列形式：

$h(t;n,m)=\mathrm{\λ}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_K^{*}(n,m)\mathrm{\δ}(t+{\mathrm{\τ}}_k)$ 等式(6)

具有图7的发射机结构的基站只需要根据对基站上可用的下行链路信道的了解来构成这些匹配滤波器。

为了减少MFTD方案的反馈开销量，可采用只基于部分信道状态信息的匹配滤波器h(t；n，m)。MFTD方案的概念基于采用具有有限数量的抽头的亚最佳FIR前置滤波器。这些前置滤波器的系数^* _K(n，m)可选择为等于L个最强信道系数，或者可根据固定网格方式来选择，其中，均匀间隔的L个分支的网格设置在功率/延迟简档表示的信号能量的“区域”，以及L小于或等于信道系数的数量。通过这种简化方法，第n个子信道中的第m个滤波器的脉冲响应具有下列形式

$\hat{h}(t;n,m)=\stackrel{\‾}{\mathrm{\λ}}\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\widehat{\mathrm{\α}}}_K^{*}(n,m)\mathrm{\δ}(t+{\mathrm{\τ}}_k)$ 等式(7)

这个MFTD方案允许反馈量的减少，同时取得色散信道的大部分闭环容量。所提出的MFTD发射机配置还可与在各发射天线上再用的N_C个多码配合工作。多码被再用以避免在采用多个天线发送时代码资源的过度消耗。

根据本发明，发射机20可根据各反馈模式中的接收机的期望性能在不同时间配置用于闭环或丰富反馈操作模式以及有限反馈或开环操作模式。与确定期望性能相关的因素包括信道参数、代码和功率可用性、接收天线配置以及操作条件。一般来说，当超过开环模式的闭环模式的期望性能的增加证明反馈信道系数所需的附加开销合理时，选择闭环模式。对于开环模式，可采用图5和/或图6所示的发射机配置。对于闭环模式，可采用图7所示的发射机配置。

反馈模式可在条件改变时在传输期间根据表示接收机的期望性能的一个或多个质量度量来改变。例如，一个质量度量可能是接收机32的输出上的SINR或者接收机32的可支持数据速率。质量度量可取决于多个因素，包括接收天线38的数量、移动台速度或速率以及信道条件。因此，在本发明中，反馈模式在操作条件改变时被适配，以便使性能为最大。

除了反馈模式的适配之外，还可采用附加级的适配。例如，选择可在图5和图6所示的两种不同开环模式之间进行。另外，分集模式也可在选择反馈模式之后来选择。分集模式的选择可取决于例如信道参数、代码可用性以及功率可用性。

当选择开环模式时，各种分集模式对应于发射机22上的不同天线配置。因此，分集模式的选择表示选择天线28的数量以及哪一个天线28要用于向移动台30进行发射，从而产生选择性PARC(S-PARC)方案(图5)或者选择性空间复用编码(S-SM)方案(图6)。当选择闭环模式时，各种分集模式对应于不同的前置滤波器配置。因此，分集模式的选择表示选择发射机22上的前置滤波器212或数据流的数量以及选择前置滤波器212匹配的接收机32上的接收天线38的数量，从而产生选择性MFTD(S-MFTD)方案。

在以下所述的一个示范实施例中，用于开环反馈模式的分集模式根据接收机32上的期望SINR或者可支持数据速率来选择。下面将采用宽带码分多址(W-CDMA)标准中的高速下行链路分组接入(HSDPA)规定作为一个实例，进一步详细说明S-PARC以及S-SM。以下论述考虑两个发射天线28的情况。可能的天线配置为{A}、{B}或{A，B}。我们还将增加S-PARC的{B，A}的附加情况。在这里，排序表明S-PARC的接收机操作的解码顺序。对于S-PARC，解码顺序可能对色散信道的可支持数据速率具有小影响。因此，只要涉及到使可达到的数据速率为最大，为给定天线组合考虑不同解码器排序可能有利。但是，在大部分信道条件中，{A，B}和{B，A}的可达到数据速率之间的差异极小，因而使复杂度为最小，仅考虑用于给定天线组合的一种解码器排序可能是有利的。

对于S-PARC，有源天线28发送一个自可解码数据流。数据流的传输速率通过表示接收机性能的符号信号与干扰加噪声比(SINR)来确定。在以下论述中，我们将采用SIC-GRAKE输出SINR作为一个实例。在2004年3月5日提交的共同未决美国专利申请序号00/795101中描述了SIC-GRAKE，通过引用将它结合到本文中。

假定所有可用功率在所有有源发射天线28当中均匀分配。对于天线配置{A}，所有可用功率P被分配给发射天线A，从而产生作为P/K的按信道化代码的功率，其中K为信道化代码的数量。由于只有一个有源天线28，因此在G-RAKE之后不需要执行连续干扰消除(SIC)。在这种情况下，G-RAKE输出SINR可表示为

${\mathrm{SINR}}_{\left\{A\right\}}\left(A\right)=\frac{P}{K}h{\left(A\right)}^H{R}_{\left\{A\right\}}^{-1}\left(A\right)h\left(A\right)$ 等式(8)

其中h(A)是对应于与天线A关联的信道的净响应，以及R_{A}(A)是噪声协方差。噪声协方差的下标表示噪声协方差取决于天线配置。实际上，在这种情况中，净响应以及噪声协方差可从公共导频信道上的测量结果来确定。关系式R_{A}(A)＝R_CPICH(A)表示噪声协方差可从公共导频信道测量。可支持的数据速率则可根据G-RAKE输出SINR通过表查找或者通过SINR到数据速率映射函数来确定，

           Rate({A})＝f(SINR_{A}(A))        等式(9)

类似地，对于天线配置{B}，G-RAKE输出SINR可表示为，

${\mathrm{SINR}}_{\left\{B\right\}}\left(A\right)=\frac{P}{K}h{\left(B\right)}^H{R}_{\left\{B\right\}}^{-1}\left(B\right)h\left(B\right)$ 等式(10)

其中h(B)是对应于与天线B关联的信道的净响应，以及R_{B}(B)是噪声协方差。在这种情况中，净响应以及噪声协方差同样可从公共导频信道测量。关系式R_{B}(B)＝R_CPICH(B)表示噪声协方差可从公共导频信道测量。存在R_CPICH(A)＝R_CPICH(B)的情况。这种情况的可支持数据速率为

           Rate({B})＝f(SINR_{B}(B))         等式(11)

对于天线配置{A，B}，各天线被分配功率P/2；天线A的信号首先被解码，而天线B的信号则最后被解码。在这种情况下，天线A的信号的G-RAKE输出SINR为

${\mathrm{SINR}}_{\left\{\mathrm{AB}\right\}}\left(A\right)=\frac{P}{2K}h{\left(A\right)}^H{R}_{\{A,B\}}^{-1}\left(A\right)h\left(A\right)$ 等式(12)

其中噪声协方差成为 $R_{\{A,B\}}\left(A\right)=R_{\mathrm{CPICH}}\left(A\right)+\frac{P}{2K}h\left(B\right)h^H\left(B\right).$ 等式右侧的附加项说明代码再用干扰，由用于发送天线B信号的相同信道代码产生。

对于天线B信号，将使用SIC，因为反映SIC的G-RAKE输出SINR为

${\mathrm{SINR}}_{\{A,B\}}\left(B\right)=\frac{P}{2K}h{\left(B\right)}^H{R}_{\{A,B\}}^{-1}\left(B\right)h\left(B\right)$ 等式(13)

其中噪声协方差为 $R_{\{A,B\}}\left(B\right)=R_{\mathrm{CPICH}}\left(B\right)-\frac{P}{2}{R}_{\mathrm{SIC}}\left(A\right).$ 等式右侧的第二项说明通过SIC过程消除的来自天线A信号的干扰。这种天线配置的可支持数据速率可通过下式确定

Rate({A，B})＝f(SINR_{A，B}(A))+f(SINR_{A，B}(B))    等式(14)

类似地，对于天线配置{B，A}，天线B信号的G-RAKE输出SINR为 ${\mathrm{SINR}}_{\{B,A\}}\left(B\right)=\frac{P}{2K}h{\left(B\right)}^H{R}_{\{B,A\}}^{-1}\left(B\right)h\left(B\right),$ 其中噪声协方差成为

$R_{\{B,A\}}\left(B\right)=R_{\mathrm{CPICH}}\left(B\right)+\frac{P}{2K}h\left(A\right)h^H\left(A\right)$ 等式(15)

对于天线A信号，反映SIC的G-RAKE输出SINR为 ${\mathrm{SINR}}_{\{B,A\}}\left(A\right)=\frac{P}{2K}h{\left(A\right)}^H{R}_{\{B,A\}}^{-1}\left(A\right)h\left(A\right),$ 其中噪声协方差为 $R_{\{B,A\}}\left(A\right)=R_{\mathrm{CPICH}}\left(A\right)-\frac{P}{2}{R}_{\mathrm{SIC}}\left(B\right).$ 这种天线配置的可支持数据速率可通过下式确定

Rate({B，A})＝f(SINR_{B，A}(B))+f(SINR_{B，A}(A))    等式(16)

通过用于天线配置中每一个的可支持数据速率，基站控制器24或移动台控制器34可选择具有最高可达到数据速率的一个。在以上实例中可以看到，可支持数据速率的计算取决于功率分配(P)、代码分配(K)以及信道参数(h(A)，h(B)，R_{A}(A)，R_{B}(B)，R_{A，B}(A)，R_{A，B}(B)，R_{B，A}(A)，R_{B，A}(B))。本领域的技术人员会发现，这易于一般化到具有两个以上发射天线28的情况。

对于选择性空间复用代码，如先前对于S-PARC所述的相同过程适用。唯一差别是用于天线配置{A，B}的SINR公式化和SINR对数据速率映射函数。S-SM的天线配置{A}和{B}的可达到数据速率与S-PARC的那些完全相同。因此，我们只论述{A，B}的情况。

这种情况中的G-RAKE输出上的SINR为

${\mathrm{SINR}}_{\{A,B\}}\left(A\right)=\frac{P}{2K}h{\left(A\right)}^H{R}_{\{A,B\}}^{-1}\left(A\right)h\left(A\right)$ 等式(17)

以及

${\mathrm{SINR}}_{\{A,B\}}\left(B\right)=\frac{P}{2K}h{\left(B\right)}^H{R}_{\{A,B\}}^{-1}\left(B\right)h\left(B\right)$ 等式(18)其中噪声协方差为 $R_{\{A,B\}}\left(A\right)=R_{\mathrm{CPICH}}\left(A\right)+\frac{P}{2K}h\left(B\right)h^H\left(B\right)$ 和 $R_{\{A,B\}}\left(B\right)=R_{\mathrm{CPICH}}\left(B\right)+\frac{P}{2K}h\left(A\right)h^H\left(A\right)$ 确定可达到数据速率的一种方法基于各个SINR值之和，表示为

Rate({A，B})＝f(SINR_{A，B}(A)+f(SINR_{A，B}(B))    等式(19)

也可考虑其它方法，例如基于几何(而不是算术)平均的那些方法。通过用于天线配置中每一个的可支持数据速率，基站控制器24或移动台控制器34可选择具有最高可达到数据速率的一个。在以上实例中可以看到，可支持数据速率的计算取决于功率分配(P)、代码分配(K)以及信道参数(h(A)，h(B)，R_{A}(A)，R_{B}(B)，R_{A，B}(A)，R_{A，B}(B))。

为用于开环发射机配置的分集模式的确定进行的判定可在移动台30、基站20上进行，或者在基站20与移动台30之间划分。在第一方法(在移动台30上进行所有判定)中，移动台30估算所有可能的天线组合的SINR，并选择对子流产生最大合计数据速率的那个特定组合。然后反馈各流的速率指示符或CQI(信道质量指示符)，即，如果选择了其中N为天线的所选数量的模式N，则通过信号回送N个CQI，其中N≤M。CQI通常是从SINR到数据速率的映射。还需要通过信号通知要求M位、从2^M-1种可能性中的天线选择。

在第二方法(在基站20进行所有判定)中，移动台30估算所有可能的模式和天线选择组合的SINR。但是，由于在移动台30上未进行关于哪一个为最佳的判定，因此，移动台30必须反馈所有可能组合的CQI值，从而导致极大的反馈负荷。例如，对于具有4个发射天线28的s-parc，移动台30需要为4个模式1天线选择的每个反馈一个CQI，为6个模式2天线选择的每个反馈2个CQI，为4个模式3天线选择的每个反馈3个CQI，以及为单个模式4选择反馈4个CQI，从而产生总共32个CQI值。这与反馈负荷是4个或更少CQI以及一个天线选择指示符的第一方法相比。因此，允许基站20具有进行模式及天线选择的完全自由度需要大量反馈。

在第三方法(在移动台30与基站20之间进行判定划分)中，移动台30为每个可能模式选择天线，以及基站20选择模式。这样，与第二方法相比，反馈明显减少。实际上，如果天线选择被限制为服从某个属性(称作子集属性)，则反馈可减少到只是略大于第一方法的程度。虽然这种方法是亚最佳的，但性能的损失很小。但是，没有采用子集属性时，M＝4个发射天线的实例的反馈负荷对于模式1为1个CQI、对于模式2为2个CQI、对于模式3为3个CQI以及对于模式4为4个CQI，从而产生总共10个CQI。另外，对于每个模式还需要天线选择指示符。显然，所需反馈负荷远远小于要求32个CQI的第二方法。

如通过引用完整地结合的2003年4月2日授权的英国专利No.2358071所述，如果子集属性被调用，则反馈负荷可减少到仅仅M＝4个CQI和一个解码顺序。这仅仅略多于要求N＝4个CQI(在选择模式4时)和一个天线选择指示符的第一方法的最大反馈负荷。解码顺序是M个整数的排列，并且表明对于每个可能的模式应当以哪一种顺序对流进行解码。由于有M！种可能的解码顺序，因此解码顺序的反馈需要比仅天线选择指示符略多的位。例如，对于M＝4，与只需要ceil(log2(2^M-1))＝4位的天线选择指示符相比，解码顺序需要ceil(log2(M！))＝5位。SINR估算和反馈对于SM可通过类似方式来进行，其中的唯一差别在于，对于每个天线组合估算及反馈一个CQI。

分集模式选择的概念也可适用于图7所示的闭环发射机配置。根据本发明，数据流的数量在条件改变时自适应地改变。每个数据流采用等式7中给出的亚最佳滤波器的集合。此外，根据信道条件，选择要发送的流的“最佳”子集集合，它是一种类型的信道选择。“最佳”的一种解释是支持最大速率的所发送流的子集。

分集模式的选择可由移动台控制器34或者基站控制器24来进行。在第一种情况中，移动台估算所发送数据流的所有可能组合的SINR，并选择产生最大合计数据速率的那个特定组合。然后反馈每个流的CQI以及相应的信道系数集合。例如，如果选择模式N，则发回N个CQI和(M×L×N)个信道系数，其中M为发射天线28的数量，以及L为发射机前置滤波器212的抽头数量。应当指出，N≤N_RX，其中N_RX为接收天线38的数量。在第二种情况中，移动台反馈(M×L×N_RX)个信道系数。在一些情况中，需要把其它小区干扰的功率反馈给基站。

本发明无疑可通过不同于本文所述的其它特定方式来实施，而没有背离本发明的范围和基本特征。因此，给出的这些实施例在所有方面被认为是说明性而不是限制性的，以及落入所附权利要求的含意和等效范围之内的所有变更要包含在其中。

Claims (57)

1.一种在无线通信网络中的基站与移动台之间发送信号的方法，所述方法包括：

根据移动台上的期望性能选择想要的反馈模式为丰富反馈模式和有限反馈模式其中之一；以及

根据想要的反馈模式配置基站发射机。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，想要的反馈模式的选择至少部分基于移动台能力。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，想要的反馈模式的选择至少部分基于移动台速度或速率。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，想要的反馈模式的选择至少部分基于移动台与基站之间的可用带宽。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，想要的反馈模式的选择至少部分基于在所述丰富反馈和有限反馈模式中的所述移动台以往的性能。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，想要的反馈模式的选择至少部分基于基站与移动台之间的通信信道的特性。

7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据想要的反馈模式来配置基站发射机包括如果选择有限反馈模式，则把基站发射机配置成采用按天线速率控制。

8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括选择分集模式以及为所选分集模式配置基站发射机。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，选择分集模式包括选择要用于向所述移动台发射的发射天线的数量。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，选择分集模式还包括选择要用于向移动台发射的发射天线集合的子集，其中，为所选分集模式配置基站发射机包括把基站发射机配置成使用所选天线。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明要用于向移动台发射的天线的子集的天线选择，其中，为所选分集模式配置基站发射机包括把基站发射机配置成使用所选天线。

12.如权利要求7所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明所选分集模式的分集模式信号以及为所选分集模式配置基站发射机。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明要用于向移动台发射的所选天线的子集的天线选择，其中，为所选分集模式配置基站发射机包括把基站发射机配置成使用所选天线。

14.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据想要的反馈模式来配置基站发射机包括如果选择有限反馈模式，则把基站发射机配置成采用空间复用编码方案。

15.如权利要求14所述的方法，其特征在于，还包括选择分集模式以及为所选分集模式配置基站发射机。

16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，选择分集模式包括选择要用于向所述移动台发射的发射天线的数量。

17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，选择分集模式还包括选择要用于向移动台发射的发射天线集合的子集，其中，为所选分集模式配置基站发射机包括把基站发射机配置成使用所选天线。

18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明要用于向移动台发射的天线的子集的天线选择，其中，为所选分集模式配置基站发射机包括把基站发射机配置成使用所选天线。

19.如权利要求14所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明所选分集模式的分集模式信号以及为所选分集模式配置基站发射机。

20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明要用于向移动台发射的所选天线的子集的天线选择，其中，为所选分集模式配置基站发射机包括把基站发射机配置成使用所选天线。

21.如权利要求1所述的方法，其特征在于，根据想要的反馈模式来配置基站发射机包括如果选择丰富反馈模式，则把基站发射机配置成采用匹配现场处理发射分集。

22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包括根据来自移动台的信道信息反馈来选择分集模式以及为所选分集模式配置基站发射机。

23.如权利要求22所述的方法，其特征在于，选择分集模式包括根据所述信道信息反馈来选择要发送给移动台的数据流的数量。

24.如权利要求23所述的方法，其特征在于，所述信道信息反馈包括从基站发射机到移动台的一个或多个传播信道的信道系数。

25.如权利要求24所述的方法，其特征在于，配置基站发射机包括根据所述信道系数为各数据流配置前置滤波器。

26.如权利要求25所述的方法，其特征在于，每个前置滤波器配置成匹配从所有发射天线到移动台上的所选接收天线的传播信道。

27.如权利要求21所述的方法，其特征在于，还包括从移动台接收表明所选分集模式的分集模式选择以及为所选分集模式配置基站发射机。

28.如权利要求27所述的方法，其特征在于，分集模式选择表明要发送给移动台的数据流的数量，以及配置基站发射机包括为各数据流配置前置滤波器。

29.如权利要求28所述的方法，其特征在于，每个前置滤波器配置成匹配从一个或多个所选发射天线到移动台上的所选接收天线的传播信道。

30.一种基站，包括：

发射机，具有多个发射天线；以及

传输控制电路，在操作上耦合到所述发射机，用于选择想要的反馈模式为丰富反馈模式和有限反馈模式其中之一，以及用于根据想要的反馈模式来配置所述发射机。

31.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路至少部分根据移动台能力来选择想要的反馈模式。

32.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路至少部分根据移动台速度或速率来选择想要的反馈模式。

33.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路至少部分根据所述丰富反馈和有限反馈模式中的移动台以往的性能来选择想要的反馈模式。

34.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路至少部分根据基站与移动台之间的通信信道的特性来选择想要的反馈模式。

35.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路在选择有限反馈模式时把发射机配置成采用按天线速率控制。

36.如权利要求35所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路还选择分集模式以及为所选分集模式配置基站发射机。

37.如权利要求36所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路通过选择要用于向所述移动台发射的发射天线的数量来选择分集模式。

38.如权利要求37所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路通过选择要用于向移动台发射的发射天线集合的子集来选择分集模式，其中所述传输控制电路把发射机配置成使用所选天线。

39.如权利要求36所述的基站，其特征在于，还包括从移动台接收表明要用于向移动台发射的所选天线的子集的天线选择的接收机，其中，所述传输控制电路把发射机配置成使用所选天线。

40.如权利要求35所述的基站，其特征在于，还包括从移动台接收表明所选分集模式的分集模式选择的接收机，其中，所述传输控制电路响应从移动台接收分集模式选择而为所选分集模式配置发射机。

41.如权利要求40所述的基站，其特征在于，所述接收机接收表明要用于向移动台发射的所选天线的子集的天线选择，所述传输控制电路响应从移动台接收天线选择而把发射机配置成使用所选天线。

42.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路在选择有限反馈模式时把发射机配置成采用空间复用编码方案。

43.如权利要求42所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路还选择分集模式以及为所选分集模式配置基站发射机。

44.如权利要求43所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路通过选择要用于向所述移动台发射的发射天线的数量来选择分集模式。

45.如权利要求44所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路通过选择要用于向移动台发射的发射天线集合的子集来选择分集模式，其中所述传输控制电路把发射机配置成使用所选天线。

46.如权利要求43所述的基站，其特征在于，还包括从移动台接收表明要用于向移动台发射的所选天线的子集的天线选择的接收机，其中，所述传输控制电路把发射机配置成使用所选天线。

47.如权利要求42所述的基站，其特征在于，还包括从移动台接收表明所选分集模式的分集模式选择的接收机，其中，所述传输控制电路响应从移动台接收分集模式选择而为所选分集模式配置发射机。

48.如权利要求47所述的基站，其特征在于，所述接收机接收表明要用于向移动台发射的所选天线的子集的天线选择，其中所述传输控制电路响应从移动台接收天线选择而把发射机配置成使用所选天线。

49.如权利要求30所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路在选择丰富反馈模式时把发射机配置成采用匹配现场处理发射分集。

50.如权利要求49所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路根据来自移动台的信道信息反馈来选择分集模式，以及为所选分集模式配置基站发射机。

51.如权利要求50所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路通过根据所述信道信息反馈选择要发送给移动台的数据流的数量来选择分集模式。

52.如权利要求51所述的基站，其特征在于，所述信道信息反馈包括从发射机到移动台的一个或多个传播信道的信道系数。

53.如权利要求51所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路通过根据所述信道信息反馈为各数据流配置前置滤波器来配置发射机。

54.如权利要求53所述的基站，其特征在于，所述传输控制电路把每个前置滤波器配置成匹配从所有发射天线到移动台上的所选接收天线的传播信道。

55.如权利要求49所述的基站，其特征在于，还包括从移动台接收表明所选分集模式的分集模式选择的接收机，其中，所述传输控制电路响应从移动台接收分集模式选择而为所选分集模式配置基站发射机。

56.如权利要求55所述的基站，其特征在于，所述分集模式选择表明要发送给移动台的数据流的数量，以及配置基站发射机包括为各数据流配置前置滤波器。

57.如权利要求56所述的基站，其特征在于，每个前置滤波器配置成匹配到移动台上的所选接收天线的信道。

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