CN1912931B - 文档识读设备及方法 - Google Patents

Abstract

一种用于识读货币的装置包括用于从货币项目获取信号的机构和利用对识读装置的一部分的逆表示而通过所述信号获取表示货币项目的特征的值的机构。

Description

文档识读设备及方法

技术领域

本发明涉及一种用于识读文档的设备及方法，以及一种用于校准文档识读器的方法。本发明特别涉及用于通过光学方法识读并校验文档例如纸币或其它有价单的设备。

背景技术

在专利U.S.5,304,813中给出了一种现有技术的光学识读装置的实例。这种装置具有一对光源线性阵列和一个检测器，每个光源线性阵列位于纸币输送路径的上方，用于向纸币发出光，检测器呈光检测器线性阵列的形式，位于输送路径的上方，用于识读由纸币反射的光。光源阵列具有许多组光源，每组产生不同波长的光。各个光源组接连供给能量以便利用一序列不同波长的光照亮纸币。纸币对光谱的不同部分的光的响应通过检测器阵列识读。由于阵列中的每个光检测器接收来自纸币上的不同区域的光，因此可以测定所识读的纸币的不同部分的光谱响应并与储存好的参考数据进行比较以便校验纸币。

在已知类型例如专利U.S.5,304,813中所述的这种类型的纸币校验器中，通常使每个光源脉动足够长的预定时间以便使检测到的信号升高至稳定值。要想提高文档处理的速度，就要求缩短光源的脉冲时间并缩短检测器的响应时间。因此，为了防止信号失真，检测器电路中的带宽要求就必须很宽，通常达160千赫的量级。而这又会降低信号噪声比，因为噪声与带宽的平方根成比例增长。

通常，由于制造误差的存在，在应用相同电流的情况下，对于不同的光源，即使波长相同，输出也会存在变化。同样，不同波长的光源可能会具有本来不同的功率输出。举例来说，绿光源能够产生的检测器信号大约只有红光源或红外光源的检测器信号的一半。已知的做法是，通过改变使用数模转换器和电流发生器供向光源的电流，来对这种变化进行补偿。类似地，通过在检测器电路中使用变量增益放大器，可以解决检测到的信号中产生的不合要求的变化的问题。

调整供向发光二极管的电流所带来的一个问题是对于较大变化，输出并不与电流准确成比例，并且发光二极管波长随着电流强度而改变。

最好能提供一种信号噪声比高而生产成本低的货币识读设备。

发明内容

因此，本发明提供了一种用于识读货币的装置，它包括用于从货币项目得到信号的机构和利用对识读装置的一部分的反量表示而通过所述信号得到表示货币项目的一个或多个特征的值的机构。优选地，本发明用于识读纸币或其它有价单。本发明也用于识读其它项目，例如其它类型的文档。

换句话说，本发明采用识读器系统响应的模型，并且使用该模型的反量以及从所建系统输出的信号而得到表示所识读的货币的值。举例来说，这能够更快地读取识读器信号，而无需等待其固定于一个稳定值。优选地，反量表示为一个具有与反量模型相对应的传递函数的数字滤波器。

在应用本发明时，纸币以360毫米/秒的速度经过识读器，在使用大约5-7毫米的识读器光点直径来读取纸币上的印刷图案的过程中产生的信号的光谱内容被限制于较低的频率，通常低于50赫兹。

因此，在本发明的一个实施例中，提出使用模拟低通滤波器来作为主极点以便将检测器级的带宽限制于大约300赫兹，该值通常足够低从而使得信号能够在激励脉冲的持续时间内升高至稳定情况。然后优选地，对信号进行采样、转换并在数字域内进行处理。然后使用数字信号处理技术(数字信号重建)来重建输入信号，就像不存在滤波器一样，以便确定其与从文档读取的所需信息相对应的输入幅值。换句话说，低通滤波器的输入处的激励通过使用滤波器的数字模型展开输出信号的卷积而进行计算。对于展开卷积，这通过使用对模拟滤波器进行建模的数字滤波器的反函数及其激励信号而进行。这种方法得到的带宽大约为1千赫。在上文中，这使得噪声降低

呈白噪声。这种方法的优点是在硬件成本低的情况下降低了噪声。在一个实施例中，为简便并降低成本起见，使用一个单极滤波器并且使用矩形波激励脉冲。有利地，当在发光二极管空闲期间进行测量时，可以使用只有两个系数的非递归反向数字滤波器。注意，尽管更加复杂并且更加昂贵，但是在不背离本发明的情况下，可以使用多极滤波器和其它激励形式。

举例来说，根据本发明重建的文档上的图案的值理论上与设备无关，特别是与滤波器和激励脉冲无关。这就意味着在使用纸币校验器的情况下，可以得到并使用每张纸币用于校验的参考值而与每个单独的校验器无关。举例来说，这就使得能够通过加入校验器所接受的新纸币面额的参考值而更简便地更新校验器。

反向数字滤波器，特别是其系数，可以通过理论方法或者实验方法得到。实验方法的优点是可以将设备的实际性能考虑在内，从而可以补偿制造过程中产生的组件参数值的离差。这同时也意味着根据本发明重建的文档上的图案的值更加精确，这一点在例如对于使用中的设备尚未得到某个纸币面额的标准参考值时特别有用。

本发明还提供了一种调整一种货币识读装置的方法，这种装置包括至少一个激励源和至少一个激励识读器，源可以通过脉冲激励信号进行控制，这种方法包括调整脉冲的宽度以便使得由激励识读器得到的信号能够接近期望值。本发明还提供了一种处理器，用于利用从包括对滤波器的反量表示的滤波器输出的信号而重建输入至滤波器的信号的表示，以及一种对应的方法。本发明还提供了一种货币识读器，其中对由货币项目得到并利用至少一个脉冲激励源产生的信号的测量在激励源关闭时进行。本发明的其它方面在权利要求中进行陈述。

附图说明

下面将参照附图对本发明的一个实施例及其改型方案进行描述，图中：

图1概略示出了根据本发明的一个实施例的光学识读装置；

图2概略示出了图1的结构方案中所用的光源阵列的动力传输结构方案；

图3示出了一种纸币校验器的组件的侧视图；

图4为光学识读装置的组件的方块图；

图5为一个曲线图，示出了本实施例的工作情况；

图6为一个曲线图，示出了本实施例的工作情况；

图7为一个曲线图，示出了本实施例的工作情况；

图8为一个功能方块图；

图9为本实施例的一种改型方案的时序图；

图10为一个曲线图，示出了本改型方案的工作情况；

图11为一个曲线图，示出了本改型方案的工作情况；

图12为电源控制机构的方块图；

图13为第二电源控制机构的方块图；

图14为一个曲线图，示出了电源控制机构的工作情况；以及

图15为一个流程图。

具体实施方式

本实施例的纸币校验器的基本组件基本上如专利WO97/26626中所示所述，其内容在此作为参考。

下面将对这些基本组件做简短描述。

参看图1，在校验器中，纸币2在其沿箭头6所示的方向经过预定输送平面时由光学识读模块4进行识读。

识读模块4具有两个光源线性阵列8、10和一个直接安装于印刷电路板14下方的光检测器线性阵列12。每个光检测器的控制单元32和第一级放大器33直接安装于印刷电路板14的上表面上。

印刷电路板14的上表面上环绕着板的四周边缘提供有一个由刚性材料如金属制成的框架38。这就为由玻璃纤维复合材料制成的印刷电路板和安装于其下方的光源和检测器组件提供了沿其宽度和长度方向的高度线性和均匀性。框架38提供有一个连接器40，控制单元32通过它与纸币校验器的其它组件(图中未示出)，例如位置传感器、纸币储存机构、外部控制单元等等，保持通讯。

光学识读模块4具有两个单式光导16和18，用于将光源阵列8和10产生的光传向纸币2的条带上。光导16和18由模制树脂玻璃材料制成。

每个光导的水平横截面为长矩形并且包括一个垂直上部和一个与上部成斜角的下部。光导16、18的成斜角下部将已利用光导16、18经过内部反射的光引向中心定位于光导16和18之间的纸币2上的被照亮的条带上。

透镜20呈与检测器阵列12相对应的线性阵列的形式安装于光导之间。为检测器阵列12中的每个检测器提供一个透镜20。每个透镜20将从比检测器上的有效面积更大的纸币上的离散区域上收集的光传送至相应的检测器。透镜20通过位于光导16和18之间的光学支承22固定就位。

光导16和18的发光端24和26，以及透镜20的结构设置使得只有漫反射的光被传送至探测器阵列12。

光导16和18的侧端28和30、内外侧34和36都经过磨光处理并金属化。

尽管在图1中并不明显，但是每个光源阵列8和10、检测器阵列12以及线性透镜阵列20，全都从一个侧部28向另一个侧部延伸跨过光导16和18的宽度，以便能够识读纸币2跨过其整个宽度的反射特征。

光检测器阵列12由一个线性阵列的大量，例如三十个呈针孔二极管形式的单个检测器组成，每个检测器识读沿着由光导16和18照亮的条带的纸币2的离散部分。邻近的检测器通过相应的邻近透镜20供以漫反射的光，并检测纸币2的邻近离散区域。

请参看图2，该图示出了安装于印刷电路板14上的一个光源阵列8。另一个光源阵列10的结构方案相同。

光源阵列8由大量呈未经密封的发光二极管的形式的离散光源9组成。光源阵列8由许多不同组的光源9组成，每组产生不同峰值波长的光。这种结构方案在瑞士专利号为634411的专利中进行了描述，在此作为参考。

在本实施例中，有六个这样的组，包括四组产生四种不同红外波长的光的光源，以及两组产生两种不同可见光波长(红色和绿色)的光的光源。所用的波长着眼于对纸币印刷墨水的高敏感度来进行选择，因而能够保证对不同纸币类型之间，以及/或者真纸币与其它文档之间具有高度的辨别能力。

每个颜色组的光源分散于线性光源阵列8的各处。光源9按六个光源成一小组11的形式排列，所有各小组11首尾相连对齐从而跨过光源阵列8形成重复的颜色序列。

光源阵列8种的每个颜色组由两系列并联连接至电流发生器13上的十个光源9组成。尽管只示出了一个电流发生器13，但是对于整个阵列8提供的是7个这种发生器。各个颜色组通过安装于印刷电路板13的上表面上的控制单元32中的一个本地定序器而依次供能。在美国专利United States Patent No.5,304,813和英国专利申请British patentapplication No.1470737中，详细描述了一个光源阵列的不同颜色组依次照亮的方法，在此作为参考。

在识读纸币时，所有六个颜色组依次在每个检测器的检测器照亮期间进行供能和检测。

这样，检测器12就能在一系列单个检测器照亮期间，对跨过纸币2的整个宽度上的一系列象素的六个预定波长的每个波长上的漫反射系数特征进行有效扫描。当纸币沿输送方向6输送时，通过在六个波长的每个波长上重复扫描纸币2的条带，就可以识读纸币2的全部表面。识读器的输出由控制单元32进行处理，下文中将对此进行详细描述。

使用校验算法，例如欧洲专利申请European patent application No.0560023中所公开的算法，来评估在控制单元32中表示纸币的已得数据。通过使用位于所用的输送机构的入口处的光学位置传感器来在识读过程中监控纸币的位置，就可以识别对评估而言具有最佳反射系数特征的纸币2的预定区域。将在这些区域中识读的纸币的反射系数特征与所储存的参考值的反射系数特征进行比较以便确定纸币是否处于预定验收标准之内，这时会由控制单元32产生一个校验信号。

现在请参看图3，该图示出的纸币校验器包括如图1中所示的光学识读模块。在引用已相对于图1描述过的组件时将使用相同的参考数字。

图3示出了一个与国际专利申请International patent applicationNo.WO 96/10808中所述的校验器相似的纸币校验器50，在此作为参考。这种设备具有一个由轧辊52所限定的入口、一个由另外的轧辊54、56和58、上金属丝网筛60和下金属丝网筛62限定的输送路径、以及一个由其一端连接着金属丝网筛的框架构件64限定的出口。框架构件66支承着金属丝网筛60和62的另一端。

上识读模块4位于输送路径上方以便读取纸币2的上表面，而下识读模块104通过轧辊56与所述上识读模块4水平隔开，位于纸币2的输送路径的下方以便读取纸币2的下表面。基准滚筒68和70分别与识读模块4和104位置相对，以便提供反射表面，识读装置4和104可以通过它们进行校准。每个轧辊54、56和58与基准滚筒68和70提供有规律地相隔的凹槽，用于容放上、下金属丝网筛60和62。

边缘检测模块72包括一个位于设备50的输送平面下方的长光源(包括一个发光二极管阵列和一个漫射机构)构成，以及CCD阵列(与自聚焦光学纤维透镜阵列)位于输送平面上方，以及相关处理装置，该模块72位于入口轧辊52与入口金属丝支承66之间。

图4为一个方块图，示出了控制单元32及介于控制单元与光源阵列8、10及检测器阵列12之间的连接。

请参看图4，如前所述，检测器阵列12中的每个检测器都连接至相应的放大器33上。每个放大器33的输出又连接至相应的低通滤波器200上。每个低通滤波器具有一个带有时间常数τ的主单极结构并将带宽限制于大约300赫兹。在本实施例中，τ约为500微秒。每个低通滤波器200的输出连接至模数转换器(ADC)202，而ADC202的输出又连接至数字信号处理器(DSP)204。低通滤波器200、ADC202和DSP204为控制单元32的一部分。控制单元32还包括一个与ADC202和DSP204相连接的用于对控制单元32进行总体控制的中央处理单元(CPU)206，以及一个连接至CPU206上的存储器208。呈随机存储器形成的DSP存储器209连接至DSP204和CPU206。控制单元32还包括一个连接至CPU206上以便控制光源阵列8、10的数模转换器(DAC)210。更具体而言，DAC210连接至每个与对应的光源组9相连接的电流发生器13上。如图所示，低通滤波器200为控制单元32的元件，但是它们可以分离形成，就如同控制单元32的其它元件一样。

在工作时，文档通过输送辊子54输送经过识读模块4。当文档输送经过识读模块时，就会依次从每组光源9发出对应波长的光，并且由与纸币的离散区域相对应的每个检测器识读从纸币上反射的每个波长的光。

每组光源由相应的由控制单元32通过DAC210控制的电流发生器13驱动。每组光源9由与预定矩形波脉冲信号e(t)相对应的来自电流发生器的电流驱动，如图5中所示。在本实施例中，每组光源的脉冲宽度和幅值都相同。

对于每种波长，来自对应的光源组9的光在输出至文档之前，在光混和器中进行混和。这样，漫射光就更加均匀地散射于文档的整个宽度上。从文档反射的光，已根据文档上的图案进行了改动，由检测器阵列识读，而输出信号在控制单元32中进行处理。

对应波长的每组光源依次由激励信号e(t)驱动，如图5中所示。本实施例中的激励信号为矩形波脉冲信号，脉冲宽度为Tp。从一个脉冲结束到下一个脉冲开始的这段时间(即“空闲”期间)为To。在本实施例中，每组光源的激励信号都相同。然而，为了校准装置，对于不同的波长可以供给不同的电流(脉冲信号的幅值)，如专利WO97/26626中所述。

图6示出了响应于一序列不同波长的光的脉冲在经过文档反射之后而从单个识读器输出的信号s(t)。信号具有脉冲形状，与激励信号e(t)相似，其幅值已根据文档上的图案进行了改动。信号s(t)被输入至低通滤波器200中。

图7以实线示出了从低通滤波器200输出的信号y(t)，重叠于以虚线表示的信号s(t)上。信号y(t)由ADC202按照采样间隔Ts进行采样，从而得到一序列值y(k)、y(k+1)等等。采样在“空闲”期间进行。Td为从每个脉冲结束到采样点之间的时间。采样间隔Ts接近模拟滤波器200的时间常数。在本实施例中Ts＝560微秒。

DSP204与对应于模拟系统的反量(由激励脉冲e(t)和低通滤波器200构成)的反向数字滤波器一起使用值y(k)，以便估计表示票单上的图案的值。这些估计值由

给定。由于这些估计值根据值y(k)得到，就是说，根据s(t)的滤过型式而得到，因此噪声效应得以降低。

反向数字滤波器理论上由下式得到。

模拟系统(脉冲产生和低通滤波器)的传递函数H(s)可以看作：

$H\left(s\right)=e^{(\mathrm{Tp}+\mathrm{Td})\·s}\·\frac{1-e^{-\mathrm{Tp}\·s}}{s}\·\frac{1}{(\mathrm{\τ}\·s+1)}$

假定输入至模拟滤波器的信号现在只是一个狄拉克脉冲序列乘以从票单得到的信号x(t)，因此x_s(t)(请看公式1和2)

其中：

1)x_s(t)＝u(t)x(t)

$2),u\left(t\right)=\stackrel{+\∞}{\mathrm{\Σ}}\mathrm{\δ}(t-k\·\mathrm{Ts})$

与H(s)等价的时间域为：

$3),h\left(t\right)=(1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\τ}}})\·e^{\frac{-(\mathrm{Td}+t)}{\mathrm{\τ}}}\·\mathrm{\μ}\left(t\right)$

其中μ(t)为亥维塞阶跃函数：

$\left\{\begin{array}{c}t<0\&DoubleRightArrow;\mathrm{\&mu;}\left(t\right)=0\\ t\&GreaterEqual;0\&DoubleRightArrow;\mathrm{\&mu;}\left(t\right)=1\end{array}\right\}$

h(t)的Z变换可以使用固定脉冲方法而得到，

可以得出：

$4),H\left(z\right)=\frac{(1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\&tau;}}})\&CenterDot;e^{\frac{-\mathrm{Td}}{\mathrm{\&tau;}}}}{1-e^{\frac{-\mathrm{Ts}}{\mathrm{\&tau;}}}\&CenterDot;z^{-1}}$

反向数字滤波器D(z)为H^-1(z)，即：

$5),D\left(z\right)=\frac{1-e^{\frac{-\mathrm{Ts}}{\mathrm{\&tau;}}}\&CenterDot;z^{-1}}{(1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\&tau;}}})\&CenterDot;e^{\frac{-\mathrm{Td}}{\mathrm{\&tau;}}}}$

对x、的估计可以使用展开卷积方法得到。

$D\left(z\right)=\frac{\hat{X}\left(z\right)}{Y\left(z\right)}$

相应地

$6),\hat{x}\left(k\right)=b_1\&CenterDot;y\left(k\right)+b_2\&CenterDot;y(k-1)$

其中系数为：

$7),b_1=\frac{1}{(1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\&tau;}}})\&CenterDot;e^{\frac{-\mathrm{Td}}{\mathrm{\&tau;}}}}$ $b_2=-b_1\&CenterDot;e^{\frac{-\mathrm{Ts}}{\mathrm{\&tau;}}}$

这样，就可以由从滤波器输出的信号的采样值得到表示票单上的图案的一序列估计幅值，

系数b₁和b₂储存于控制单元的存储器208中。当打开设备或者重新启动设备时，系数就与DSP编码一起载入DSP存储器209中。

D(z)为一种非递归滤波器，这就意味着处理任何初始条件只需要两个样本。对于非递归方法，对舍入误差和噪声的估计同样也更易于处理。

如上所述，使用对滤波器的时间常数τ的估计，可以对反向数字滤波器的系数进行理论计算。

另外，简便的LS(最小二乘)方法通过探测对已知宽度和幅值的多个激励信号的系统响应而对系数使用最小均方估计。这种模型假定试样矩阵X以便使得X＝YB，其中Y为各种试验输出的矩阵而B为所探讨的系数的矩阵。注意Y常常并不是方阵，可能不可逆。因此B可以使用伪逆矩阵方法得到最佳估计，给出

B＝(Y^TY)^-1Y^TX.

适应数字滤波器理论中已知的其它方法(例如Wiener、LMS(最小均方)、RLS(递归最小二乘)，可以用来产生类似结果并且搜寻最佳滤波器系数。举例来说，这些方法在ISBN 0 201 54413 Digital SignalProcessing，Ifeachor & Jervis一书中进行了描述)。

这些估计系数的方法使得模型可以被适配至特定校验器单元中所用的实际模拟组件的值，从而对一次生产批量的各个单元的组件值的离差进行补偿。这种校准过程或者在读取文档之前进行，并且/或者也可以固定时间间隔或者在初始化过程中在每次插入文档时进行。

实际上，激励可以通过控制发光二极管中的电流强度而产生。滤波器的输入处的幅值取决于在校准时间时系统的光学传递函数并且在产品寿命过程中可以变化。由于试验激励可以直接在滤波器的输入处测定，或者根据滤波器的输出处的测量结果推出，因此这个问题可以得到解决。可以使得脉冲宽度足够大以便忽略滤波器的时间常数的影响。(举例来说，对于单极滤波器而言大致为8τ而12位A/D转换器的误差＜1最低有效位)。

以上讨论仅限于来自一个识读器的输出。本实施例实际上包括几个识读器，它们并行读取，而对于每个波长的每个脉冲，来自每个识读器的输出都依次由ADC202进行处理。

为了继续降低噪声，加入另一个数字滤波器以便对反向滤波器的输出进行滤波。

由于对于通常纸币输送速度大约为400毫米/秒而识读器直径大约为5-10毫米的情况，对于每个波长，纸币上的信号的最大频率组成通常约为50赫兹范围之内，因此这点可以实现，这时检测器电路需要更高的带宽来依次通过全部6个波长。由于这种情况，对于每个波长，可以使用抽取的方法来取1/6，将每个独立的波长数据发送至带宽大致为50赫兹的对应数字低通滤波器。在本实施例中，另加的数字滤波器为二阶巴特沃思滤波器，尽管也可以使用已知的其它适用类型的滤波器。这种结构方案在图8中进行了概略示出。对于这种结构方案，假定50赫兹足以供纸币信号x(t)使用，则量化噪声的均方根可以降低例如大约2个因数。

举例来说，根据一种适用的已知方法，通过将数值与所储存的用来表示可接受的纸币的基准范围相比较，就可以使用表示纸币上的图案的数值

来校验纸币。优选地，数值取自纸币的预定区域。

在上述的本实施例的一种改型方案中，通过调整激励信号的脉冲宽度而对装置进行校准。这种方法可以用来取代或者补充通过调整电流水平而进行校准的方法。

校准过程使用基准滚筒68、70或基准介质如空气或者基准票单来进行，其中每个检测器的期望基准输出x_R已知。

图9示出了用于具有不同宽度的连续脉冲的光源的激励信号e(t)的一个实例。Tp为最大脉冲宽度，而To为最小空闲时间。Tw为任意的脉冲宽度。以下描述在理论上示出了可以通过调整脉冲宽度Tw以便在检测器端得到期望的测量结果的方法。

上文中的等式6表明x的估计为两项的和。一个涉及在To过程中(这时每个源都关闭)所取的先前的LP滤波器输出信号y(k-1)，因此这不会受到下一个激励脉冲的影响。另一方面，y(k)项包括电流脉冲的效应。

等式8示出了y(k)的机构，这时假定为线性系统并且可以应用叠加原理。

其中：

$9),y_o\left(k\right)=(1-e^{\frac{-\mathrm{Tw}}{\mathrm{\&tau;}}})\&CenterDot;x\left(k\right)$

假定初始条件为零，则yo(k)只与电流激励的全部效应相对应。

首先考虑脉冲宽度Tw等于Tp时的实际测量值x(k)，与期望的基准值x_R(k)相比较。如果x(k)不同于x_R(k)，则可以调整Tw以便使得yo(k)基于的x(k)和Tw与x_R(k)和Tp相同。如果x(k)＞x_R(k)，则Tw＜Tp(x(k)越大，则意味着yo(t)的渐近线越大)。换句话说，为得到期望的yo(k)值，必须降低Tw。如图10中所示。

以上讨论表明，对于测量值比期望标准值更大的情况下，可以通过缩短相关脉冲宽度来进行校准。

优选地，调整脉冲宽度以便使得计算值 $\hat{x}\left(k\right)=x_R\left(k\right).$

为了在展开卷积滤波器的输出处得到： $\hat{x}\left(k\right)=x_R\left(k\right),$ 对Tw进行估计。

假定电流实际激励为x(k)，则等式10给出了其与重建值

的关系。

$10),\hat{x}\left(k\right)=\left(\frac{1-e^{\frac{-\mathrm{Tw}}{\mathrm{\&tau;}}}}{1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\&tau;}}}}\right)\&CenterDot;x\left(k\right)$

我们希望 $\hat{x}\left(k\right)=x_R\left(k\right),$ 因此：

$11),\mathrm{Tw}=-\mathrm{Ln}(1-\frac{1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\&tau;}}}}{{\mathrm{\&delta;}}_x\left(k\right)})\&CenterDot;\mathrm{\&tau;}$

其中

$12),{\mathrm{\&delta;}}_x\left(k\right)=\frac{x\left(k\right)}{x_R\left(k\right)}$

可以看到：

$\begin{array}{ccc}{\mathrm{\&delta;}}_x\left(k\right)=1& \&DoubleRightArrow;& \mathrm{Tw}=\mathrm{Tp}\end{array}$

$\begin{array}{ccc}{\mathrm{\&delta;}}_x\left(k\right)\&RightArrow;+\&infin;& \&DoubleRightArrow;& \mathrm{Tw}=0\end{array}$

等式11表明脉冲宽度为一个对数函数。根据Tp/τ比的情况，也可以使用线性近似。举例来说，图11示出Tp/τ＝1时的比值

$\frac{\hat{x}\left(k\right)}{x\left(k\right)}=\left(\frac{1-e^{\frac{-\mathrm{kTp}}{\mathrm{\&tau;}}}}{1-e^{\frac{-\mathrm{Tp}}{\mathrm{\&tau;}}}}\right):$

的图线，它为k的函数，与线性曲线进行了比较。

实际实现方式可以通过不同方式来进行，一种方式使用等式12来计算每个光源的Tw值。优选地，建立一个激励值与不同输出水平的表以便与理论模型相比，容许实际单元存在缺点。为建立这个表，通过一种典型的连续近似来试验脉冲宽度以便覆盖信号动态情况，并且与期望输出相对应的DAC值储存于存储器中，在测量文档时可以从其中取出。表的建立可以通过在空气中或者通过校准纸测量而实现，校准纸的传送方式选定与常见的文档相似。当已利用空气数据建立表时，使用一个校正系数来选择以备以后测量文档时使用的正确值。校正系数的适用值可以根据空气中的信号与校准纸中的信号之间的比值而预定，并储存于存储器中。

可以利用以上步骤来得到不同波长的发光二极管所用的不同脉冲宽度，或者得到相同波长的不同发光二极管所用的不同脉冲宽度。对于发出相同波长的光的一组发光二极管，较亮的发光二极管需要的脉冲宽度小于较暗的发光二极管。较短的脉冲的前导边缘被延迟，以便使得所有的脉冲同时结束，而这就使得能够使用上述的展开卷积方法。在图12和13中示出了这种结构方案的两种替代实现方式，相关时序图见图14。

在另一种改型方案中，可以在校验器的正常工作过程中，在文档数据获取过程中，而非初始校准过程中，来使用脉冲宽度调制，从而提供了一种“自动范围控制”形式。

这样，信号就得以最大化，从而提高了信号噪声比并防止在ADC的较低范围内发生信号转换。

对于给定的发光二极管，为了增强信号，可以使用当前信号，来确定发光二极管亮度的下一个值和对应的当前信号脉冲宽度。换句话说，如果当前发光二极管输出比较低，就通过因子F而增加下一个发光二极管脉冲的强度。因子F需要根据文档中的期望最大变差来计算，以防止在随后的处理过程中发生信号削波。随后通过施加一个校正系数1/F而以数字方式除去检测到的信号中的因子F，从而恢复文档的原始值。

图15为一个流程图，示出了在一种具有六个波长的发光二极管的装置中，在特定波长的发光二极管工作过程中对脉冲宽度进行调制的方法的一个实例。此处最大和最小期望值y_H和y_L及步进因子SF根据校验器的特征和动态而选定(例如检测器尺寸、纸币运动速度、ADC刻度、正在进行处理的票单的动态或者校验器中已接受的这组票单的动态等等)。对于给定波长的给定脉冲，确定来自所有检测器的最大值y(k)。如果y(k)低于y_L或者高于y_H，则需要通过乘以或者除以步进因子SF而增大或减小当前脉冲宽度，从而在下一个脉冲中得到适当提高或者降低的y值。

在以上讨论中，激励信号具有矩形波脉冲并且使用低通单极滤波器来对来自检测器的信号进行滤波。对于本领域的普通技术人员而言，应当理解，可以使用其它激励波形和更为复杂的滤波器，同时反向传递函数相应发生改动。

本实施例的描述通过纸币校验器的形式进行，但是它也适用于其它文档识读器、例如其它的有价单校验器。

此外，由于本发明的本质涉及信号处理，因此它可以与其它类型的货币处理机或者校验器例如硬币校验器结合使用，这时对表示硬币的特征的信号进行滤波并根据滤波器输出的信号进行重建。在专利EP-A-0 489 041、GB-A-2 093 620和EP0 710 933中给出了硬币处理机的实例，它们使用来自受硬币影响的检测器的信号并且适用于本发明。

在以上描述中，采样频率恒定，而在那种情况下，每个通道可能需要不同组合的滤波器系数。

然而，在本发明的另一个方面中，2系数非递归滤波器的另一个优点是它可以调制采样频率并为每个波长分配不同的脉冲宽度最大时隙。对性能的影响在于噪声级的变化。举例来说，对于红外发光二极管可以使用较短的脉冲宽度和较高的采样频率，即较低的采样周期，这里信号非常强并且信号噪声比足以承受较高的噪声级。相反，举例来说，对于蓝色发光二极管，可以使用较长的脉冲宽度和较长的采样周期，以便得到较长的积分从而降低噪声。在那种情况下，滤波器系数必须与当前采样周期相适。

本实施例中的光源和检测器为发光二极管和针孔二极管，但是也可以使用其它适用的光源和检测器，例如光电三极管。

本实施例测量从纸币上反射的光，但是本发明也可以结合一种测量透过文档传送的光的文档识读器使用。

可以使用递归滤波器(无限脉冲响应，IIR滤波器)，而非有限脉冲响应滤波器。举例来说，当激励信号不带关闭信号时，使用递归滤波器。

另一个替代方案是在傅立叶域中使用快速傅立叶变换(FFT)和反向FFT进行运算以返回时域。这样做的优点在于只需要计算所关心的频率的光谱(在使用纸币的给定实例中，介于约50赫兹和300赫兹之间)。这种方法在滤波器具有许多系数时特别有用，因为它需要的运算较少。

在本说明书中，“光”这个词并不限于可见光，而是可以包括所有的电磁波光谱。货币这个词包括例如纸币、票单、硬币、有价单或息票、卡之类，不管是真还是假，以及例如礼券、金属片、垫片等等可能用于货币处理机构中的其它项目。

尽管本发明以一个实施例及其改型方案的形式进行了详细描述，但是本发明的各个方面可以彼此无关地实现。

Claims (13)

1.一种用于调整货币识读装置的方法，该装置包括至少一个激励源和至少一个激励识读器用于识读货币项目，每个源可由脉冲激励信号进行控制，这种方法包括调整激励信号的脉冲宽度以便使得由激励识读器获取的信号接近一个或一组期望值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，脉冲宽度通过延迟开通状态的前导边缘而在采样周期内得以调整，后端边缘在采样周期开始后一直处于相同的周期处。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于，多个激励源中的每一个由在采样周期内同时结束的相应脉冲驱动。

4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，激励源为波长近似相同的光源。

5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，激励源还在相应的电流水平下驱动。

6.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，至少一个激励源的脉冲宽度在货币项目测量时序期间进行调整。

7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，脉冲宽度使用根据至少2个历史样本对现有信号动态做出的估计而利用预估技术进行适配。

8.根据权利要求6所述的方法，其特征在于，脉冲宽度使用预定最大动态而利用预估技术进行适配。

9.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，激励源还在相应的电流水平下驱动。

10.根据权利要求4或5所述的方法，其特征在于，至少一个激励源的脉冲宽度在货币项目测量时序期间进行调整。

11.根据权利要求7所述的方法，其特征在于，脉冲宽度使用预定最大动态而利用预估技术进行适配。

12.一种光学识读装置，包括多个光源、至少一个激励识读器和用于独立调整由具有相同波长的不同光源输出的光脉冲的宽度以便使由激励识读器获取的信号接近一个或一组期望值的机构。

13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，其包括用于独立调整应用于不同光源的电流脉冲的宽度的机构。

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