CN1909432A - 一种时隙cdma系统的通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种时隙CDMA系统的通信方法，该系统的业务时隙包括至少两个训练序列域及多个数据域，每个训练序列域位于两个数据域之间，该方法包括如下步骤：在所述至少两个训练序列域中发送用户的信道估计码，在所述数据域中发送经过扩频的用户数据；接收所发送的信号，对所接收的信号的每个训练序列域进行信道估计，得到每个训练序列域内信道估计码所对应的用户的信道冲激响应；使用所述每个训练序列域信道估计码所对应的每个用户的信道冲激响应，分别对与每个训练序列域相邻的每个数据域内的数据进行检测，得到用户数据。采用该方法的时隙CDMA系统可以支持很高的移动速度。

Description

一种时隙CDMA系统的通信方法

技术领域

本发明涉及一种通信系统的通信方法，特别是涉及时隙CDMA系统的通信方法。

背景技术

移动通信，顾名思义终端用户可以在移动中进行通信，至于移动速度的高低，不同的标准体制有不同的要求。如第三代移动通信标准之一的TD-SCDMA系统，它是一种时隙CDMA系统，它要求在QPSK调制下，终端的移动速度达到120km/hr，TD-SCDMA的帧结构、业务时隙结构(参见图1)就是按照这一要求设计的。但对于终端更高的移动速度，如在高速铁路上行使的列车中的用户，移动速度会达到350km/hr，支持这种高速移动下的通信也是3GPP LTE(第三代国际标准化组织，长期演进)对B3G(后三代)系统的要求。但这样高的移动速度下，会产生严重的频偏，在TD-SCDMA系统现有的帧结构、业务时隙结构下，这种严重的频偏会导致远离训练序列的数据部分在解调时产生严重的相位偏移，甚至超出某种调制方式的容错范围，使解调产生大量错误，导致性能无法接受。目前没有有效的方法纠正这么严重的相位偏差，因而无法支持这种高速移动下的业务。下面结合图1对这一问题进行详细的说明。

图1显示了TD-SCDMA系统的子帧结构，如图1所示，TD-SCDMA系统的每个子帧包括7个常规时隙(TS0、TS1、……、TS6)和3个特殊时隙(下行导频时隙DwPTS、保护间隔GP以及上行导频时隙UpPTS)。其中，每个常规时隙(也叫做业务时隙)包含两个数据域、一个训练序列域以及保护周期GP，其中，数据域对称地位于训练序列域两侧，保护周期位于业务时隙的最后。用户在数据域上发送业务数据，在训练序列域上发送系统分配的Midamble(中间码)，该Midamble用于信道估计和同步控制，因而Midamble码也可称作信道估计码。其中，TD-SCDMA系统的每个子帧的时间长度是5ms，由6400个码片(chip)构成，每个码片的长度是5e^-3/6400＝7.8125e^-7(s)＝781.25(ns)，每个常规业务时隙的数据域长度为352个码片，即352×7.8125e^-7＝2.75e^-4(s)，训练序列域的长度为144个码片，即144×7.8125e^-7＝1.125e^-4(s)。

下面推导由频偏引起的相位偏差与速度、数据域长度之间的关系：

由速度引起的频率偏差即多普勒频移f_d由(1)给出：

$f_d=\frac{v}{\mathrm{\λ}}\cos \mathrm{\θ}---\left(1\right)$

其中，v表示终端的移动速度，λ是载波波长，θ是信号来波方向与终端移动方向的夹角。

λ由公式(2)给出：

$\mathrm{\λ}=\frac{c}{f_c}---\left(2\right)$

其中，c为光速，f_c为载频，当f_c＝2GHz，λ＝0.15m。

相位偏差_d可以由公式(3)计算：

其中，L表示数据域长度。

在上述(3)式中，考虑θ处于最坏情况，即θ＝0度时，得：

进一步，可以由(4)得到：

TD-SCDMA系统如采用QPSK调制方式，要求距离训练序列域最远的数据在解调时的相位偏差_d不超过22.5度即π/8。我们依据图1中的常规业务时隙结构，可以计算出TD-SCDMA系统在QPSK调制方式下所允许的最大移动速度：

可见TD-SCDMA系统采用QPSK调制方式，可以达到标准中移动速度120km/hr的要求。

进一步，如果用户的信噪比较高并增加相位校准算法，那么QPSK调制方式下相位偏差的容限可以接近45度即π/4，此时，由(5)可以计算出TD-SCDMA系统在QPSK调制方式下所允许的最大移动速度在理论上可以接近240km/hr。

而在实际的TD-SCDMA系统现有的帧结构在QPSK调制下，在信噪比较高且采用相位校准算法的情况下，最多只能支持200km/hr左右的移动速度，但仍达不到LTE等B3G项目要求的350km/hr要求。

从以上分析可以看出，制约现有TD-SCDMA系统的主要因素之一在于数据域的长度L(在图1所示的现有业务时隙结构中为固定的352码片)过长，从而使得高速移动下数据域中距离训练序列域最远的数据相位偏差_d变大到超过QPSK等调制方式的容限范围导致解调大量出错，系统性能严重恶化，因而移动速度受到其严重的限制。因此，需要提供一种有效的业务时隙结构，使得采用具有该业务时隙结构的子帧构成的帧来通信时候，可以支持很高的移动速度。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种可以实现支持很高的移动速度的时隙CDMA系统；

本发明的另一个目的是提供一种在支持很高的移动速度的时隙CDMA系统的通信方法；

本发明的又一个目的是提供一种能够支持很高的移动速度的时隙CDMA系统的子帧的时隙结构。

为了实现上述一个或多个目的，本发明提供了一种时隙CDMA系统的业务时隙的设计方法，以缩短数据域的长度并且缩短数据域上的远离训练序列域的数据与训练序列域的距离的方式，在子帧的业务时隙中包括至少两个训练序列域及多个数据域。

本发明进一步提供了一种时隙CDMA系统的通信方法，发送用户数据的每个时隙中包括至少两个训练序列域及至少三个数据域，每个训练序列域位于两个数据域之间，所述方法包括如下步骤：

一种时隙CDMA系统的通信方法，其特征在于，发送用户数据的每个时隙中包括至少两个训练序列域及至少三个数据域，每个训练序列域位于两个数据域之间，所述方法包括如下步骤：

步骤1，各小区分配基本信道估计码，同一小区内多个用户所使用的信道估计码由本小区的基本信道估计码进行循环偏移得到，发送端在所述至少两个训练序列域中发送用户的信道估计码，在所述数据域中发送经过扩频的用户数据，训练序列域发送的信道估计码用于相邻两侧数据域中数据的信道估计，同一个训练序列域内发送的对应各个用户的信道估计码不同；

步骤2，接收端接收所发送的信号，对所接收的信号的每个训练序列域进行信道估计，得到每个训练序列域内信道估计码所对应的用户的信道冲激响应；使用所述每个训练序列域信道估计码所对应的每个用户的信道冲激响应，分别对与每个训练序列域相邻的每个数据域内的数据进行信号检测，得到用户数据。

所述方法中的相邻两个训练序列域之间为一个数据域，多个的训练序列域内相同的信道估计码对应同一个用户。对两个训练序列域之间的数据域进行信号检测时，分别使用所述数据域两侧的训练序列域求得的信道冲激响应做两次信号检测，再对检测的结果做平均。

所述方法中的相邻两个训练序列域之间为被一个保护周期分隔成的两个数据域。多个的训练序列域内相同的信道估计码可以对应同一个用户，也可以对应多个用户。

所述方法的步骤2中所述的信号检测方法可以采用联合检测的方法，也可以采用匹配滤波的方法，还可以采用Rake接收机的方法。

所述方法的步骤1中，各小区分配的基本信道估计码可以是一个或多个。

本发明的原理、实用性及诸多优点在结合附图阅读时将从下面的详细描述中变得更加清楚。

附图说明

图1为现有TD-SCDMA系统所采用的子帧及其业务时隙的结构图；

图2为根据本发明所设计的TD-SCDMA的一种子帧及其业务时隙的结构图；

图3为根据本发明所设计的TD-SCDMA的另一种子帧及其业务时隙的结构图；

图4为根据本发明所设计的TD-SCDMA的又一种子帧及其业务时隙的结构图；

图5为根据本发明所设计的TD-SCDMA的又一种子帧及其业务时隙的结构图。

具体实施方式

以下将结合附图说明本发明的TD-SCDMA系统的通信方法，该TD-SCDMA系统采用了一种新的业务时隙结构，该业务时隙结构在不改变原来的子帧结构和业务时隙长度的基础上，对其内的每个业务时隙内的数据域、训练序列域以及保护间隔做了相应的设计，使得采用这种新的业务时隙结构的TD-SCDMA系统可以支持很高的移动速度。

为了充分说明本发明，首先介绍该子帧结构中业务时隙的设计。

该业务时隙的设计原则为：

1)缩短数据域的长度，缩短数据域上的远离训练序列域的数据与训练序列域的距离，在满足系统所要支持的移动速度的同时，降低该部分数据在解调时产生严重的相位偏移，使其符合所要满足的容错范围；并且

2)增加训练序列域的数目，使业务时隙中包括至少两个训练序列域，每个训练序列域位于两个数据域之间。

为此，通过缩短数据域的长度，通过在该业务时隙中增加训练序列域或者同时增加GP的数量，并合理的设计其所分配的长度，可以使得采用具有这样设计的业务时隙的子帧的TD-SCDMA系统可以支持高的移动速度。

具体地，请参阅图2至图5，给出了不同情况下，子帧中业务时隙的不同的结构图。其中，图2和图3为插入两个训练序列域的业务时隙的示意图。图2和图3的业务时隙结构的区别在于：图2的两个训练序列域之间包括一个GP和由该GP分隔成的两个数据域，而图3的两个训练序列域之间是一个完整的数据域。另外，图4和图5为插入三个训练序列域的业务时隙的示意图。图4和图5的业务时隙结构的区别在于：图4中相邻两个训练序列域之间包括一个GP和由该GP分隔成的两个数据域，而图5中相邻两个训练序列域之间是一个完整的数据域。

以上表明，对于数据较长的数据域，可以利用GP分隔，也可以不采用GP进行分隔，而是通过对该数据域用两边的训练序列做两次信号检测取平均的办法，使其满足所规定的容错范围。对于分隔的情况，通常情况下为对称分隔，也可以根据实际的情况，进行非对称分隔。同样，从图2至图5中可以看出，在不同情况下，业务时隙的数据域的长度不同，并且业务时隙内的数据域之间的长度也可以不同。这样的业务时隙结构的设计分别可以满足系统规定的不同条件下，使得系统支持高速移动。

参照图2和图3，以下以一个具体的例子说明该业务时隙结构的设计思路：

1)假设f_c＝2GHz，λ＝0.15m，QPSK调制方式，_d在π/8～π/4之间，v需要支持最大移动速度为350km/hr，则由等式(6)：

得到L的最大值在123chip～247chip范围内。

2)由于对于TD-SCDMA系统，L要求是16的整倍数，则L的可选值为：{16，32，48，64，80，96，112，128，144，160，176，192，208，224，240}中的一个值；

3)假设每个训练序列域都需要支持最多4个用户，每个用户的信道估计窗Win_L＝16chip，则由等式(7)，

                    L_m＝N*Win_L+16                           (7)

得到，每个训练序列域的长度Lm＝4*16+16＝80chip；

4)如果业务时隙中有两个训练序列，则应该有4个数据域，数据域的总长度为864-80*2-16＝688chip，其中16为业务时隙末尾的GP长度。可以从2)中选择4个数据域的长度依次为176chip、160chip、160chip、176chip，两个训练序列之间的两个数据域间由一个长度为16chip的GP隔开，这样业务时隙的总长度维持864chip不变，由此，得到图2的业务时隙结构；也可以两个训练序列之间的两个数据域间的GP区域也用来传数据，即两个训练序列之间为一个完整的数据域，也即没有GP，这样一来，得到图3的业务时隙结构，两个训练序列域之间是一个完整的长数据域，其长度为336chip。

也可以通过上述设计思路，获得图4和图5中所示的业务时隙结构，在此不在赘诉。

当然，本发明还可以为业务时隙设计为包含更多个训练序列域，这里需要强调，如果分配的训练序列域的个数越多，则数据域的长度就会分配得越短，在数据域长度足够短时(如小于176chip)，不用GP隔开数据域也足以支持如350km/hr这样的高速移动用户的正确解调。

TD-SCDMA系统为每个小区分配了一个基本信道估计码，不同小区使用不同的基本信道估计码，并且各个小区使用的基本信道估计码之间具有一定的正交性。同一小区内不同用户所使用的信道估计码是对本小区的基本信道估计码通过循环偏移得到的，并且不同用户的循环偏移量不同。信道估计码与每一个信道估计窗一一对应。如上所述均为本领域的公知技术，不再赘述。

下面对每个小区分配一个基本信道估计码做实施例说明：

如图2所示，与现有技术不同，本发明的发射机在一个业务时隙内分配了两个训练序列域，并在训练序列域的相邻两边各分配了数据域，在数据域之间分配了一个保护周期GP。在通信过程中，发射机在该业务时隙内的两个训练序列域中发送用户的信道估计码，并在数据域发送经过扩频的用户数据。

这里需要说明的是，两个训练序列域内的信道估计码与数据域内的用户有两种不同的对应关系：

1)第一种对应关系为，让两个训练序列域内相同的信道估计码对应同一个用户，则用户可以在全部四个数据域内发送数据，如果信道估计窗长度是16chip，该业务时隙最多可以支持(80-16)/16＝4个用户通信；

2)第二种对应关系为：两个训练序列域内相同的信道估计码对应两个不同的用户，则第一个训练序列域内信道估计码对应的用户只能在前两个数据域内发送数据，第二个训练序列域内信道估计码对应的用户只能在后两个数据域内发送数据，该业务时隙最多可以支持2×(80-16)/16＝8个用户通信。

参照图3，其与图2的不同之处在于，发射机对业务时隙分配了一个没有由保护周期GP隔开的数据域。因此，两个训练序列域内的信道估计码与数据域内的用户仅能有一种对应关系：两个训练序列域内相同的信道估计码对应同一个用户，则用户能够在全部三个数据域内发送数据，这种情况下，如果信道估计窗长度是16chip，则该业务时隙最多可以支持(80-16)/16＝4个用户通信。

如果发射机对业务时隙分配更多个训练序列域，如图4所示，发射机分配了三个训练序列域，并且分配了分别与其相邻的数据域，其中在数据域之间分别分配了保护周期。

如上所述，该业务时隙内的信道估计码与数据域内的用户有三种不同的对应关系：第一种对应关系是：三个训练序列域内相同的信道估计码对应同一个用户，则各用户可以在全部六个数据域内发送数据，如果信道估计窗长度是16chip，则该业务时隙最多可以支持(48-16)/16＝2个用户通信；

第二种对应关系是：三个训练序列域中的两个中相同的信道估计码对应同一个用户，这两个训练序列域内的信道估计码与第三个训练序列域对应不同的用户，则两个训练序列域内的信道估计码对应的用户就可以在两个训练序列域相邻两边的数据域(共四个)内发送数据，第三个训练序列域内的信道估计码对应的用户只能在该训练序列域两边的两个数据域内发送数据，则该业务时隙最多可以支持2×(48-16)/16＝4个用户通信；

第三种对应关系是：三个训练序列域31-33内相同的信道估计码对应不同的用户，则每个训练序列域31、32、33内的信道估计码对应的用户只能在该训练序列域相邻两边的两个数据域内发送数据，如，31内对应的用户只能在其相邻两边的数据域61、62内发送数据，在这种情况下，该业务时隙最多可以支持3×(48-16)/16＝6个用户通信。

图5与图4的区别和图2与图3之间的区别相似，即发射机分配了两个没有由保护周期隔开的数据域，与图3情况相似，因此三个训练序列域内的信道估计码与数据域内的用户仅有一种对应关系：让三个训练序列域内相同的信道估计码对应同一个用户，则各用户可以在全部四个数据域内发送数据，如果信道估计窗长度是16chip，则该业务时隙最多可以支持(48-16)/16＝2个用户通信。

当然，本发明并不局限于上述业务时隙内的通信方法，也同样适用于包含更多个训练序列域的情况。

综上所述，该系统发射信号的过程即发射机在根据本发明设计的子帧的业务时隙内的两个或两个以上的训练序列域中发送用户的信道估计码，并在数据域中发送经过扩频的用户数据，信道估计码与用户之间存在对应的关系。

下面说明接收信号的过程。

接收机首先接收信号，然后对所接收的信号进行解调，以得到用户数据。本发明的解调过程包括对接收信号进行采样，然后对采样数据进行信道估计和信号检测，再对检测结果进行解调判决。。

本发明的信道估计过程为对接收信号所有的训练序列域中的数据进行信道估计，由于接收机对图2和图4中的子帧的信道估计过程大致相似，因此仅参照图2进行说明。

接收机根据本小区使用的基本信道估计码，通过相关运算或者FFT运算同时将各训练序列域对应的所有用户总的信道冲激响应全部估算出来。

例如采用图2所示的业务时隙结构发射信号时，其中两个训练序列域就得到两个总的信道冲激响应，每个总的信道冲激响应与一个训练序列域相对应。

由于各个训练序列域内对应的不同用户所使用的信道估计码具有不同的循环偏移量，因此，各个训练序列域内对应的不同用户的信道冲激响应将具有不同的时延，也就是说，各个训练序列域内对应的不同用户的信道冲激响应将位于不同的信道估计窗内，每个用户信道估计窗的位置可以由该用户所使用信道估计码的循环偏移量来确定。

最后，每个用户就得到了两个(相同的信道估计码对应同一个用户时)或一个(相同的信道估计码对应不同的用户时)信道冲激响应，每个信道冲激响应与一个训练序列域相对应。

接着是使用上述得到的信道冲激响应进行信号检测的过程。

信号检测技术，如联合检测、匹配滤波或Rake接收机已为本领域技术人员所公知，其目的就是估计出用户发送的原始信号，其前提是能得到所有用户的扩谱码和信道冲激响应。TD-SCDMA系统中在帧结构中设置了用来进行信道估计的中间码midamble，即信道估计码，根据接收到的训练序列域部分信号和我们已知的信道估计码就可以估算出信道冲激响应，而扩谱码也是确知的，那么我们就可以达到估计用户原始信号的目的。

本发明的信号检测过程是对每个数据域内的数据进行一次信号检测，并且每次信号检测使用的各用户信道冲激响应是由与该数据域相邻的训练序列域做上述的信道估计得到的。

在采用图2的业务时隙进行通信时，数据域在做信号检测时使用由训练序列域求得的信道冲激响应。

由于接收机对图3和图5中的子帧的信道估计过程大致相似，因此仅参照图3进行说明。

在采用图3所示的业务时隙结构发射信号时，由于中间较长的训练序列域没有被保护周期隔开，因此三个训练序列域内的信道估计码必须对应同一个用户。经过相关运算或FFT运算，其中三个训练序列域也得到三个总的信道冲激响应，每个总的信道冲激响应与一个训练序列域相对应，与附图2的通信原理相似，通过不同用户的信道冲激响应的时延，由总的冲激响应得到各用户的冲激响应，且信道估计码与用户的对应情况仅为一种时，每个用户最后将得到三个信道冲激响应。

而在采用图3的业务时隙进行通信时，与图2情况不同的是，其较长的数据域做信号检测时，分别使用两边的训练序列域做两次信号检测，再对检测结果做平均。

最后，对检测结果进行解调判决，得到用户数据。

上述对图2-图5的每小区只分配一个基本信道估计码的情况做了实施例说明，下面对每小区分配多个基本信道估计码的情况做实施例说明：

因为图2与图3类似，图4与图5类似，我们只对图2、图3做实施例说明。

图2有两个训练序列域，我们从每小区分配的多个基本信道估计码中选取两个，每个训练序列域对应一个基本信道估计码，其它过程与前述类似。

图4有三个训练序列域，如果我们从每小区分配的多个基本信道估计码中选取两个，那么其中一个基本信道估计码对应两个训练序列域，另一个基本信道估计码对应另外一个训练序列域，其它过程与前述类似；如果我们从每小区分配的多个基本信道估计码中选取三个，那么每一个基本信道估计码对应一个训练序列域，其它过程与前述类似。

以上详细描述了根据本发明设计的业务时隙的通信原理。

下面通过各运算关系等式的计算数据，可以充分体现本发明所设计的业务时隙及该业务时隙内的通信方法所得到的有益效果。

根据本发明的通信方法，当在业务时隙内分配两个训练序列域时，参见图2、3所示，数据域长度L＝176chip，系统采用QPSK，考虑相位校准后相位误差的容限为π/8～π/4，可以支持的移动速度依据公式(5)有：

当_d＝π/8时

当_d＝π/4时

即此时系统可以支持的速度为245.5～491km/hr，满足LTE等B3G项目要求的350km/hr要求。

当在业务时隙内分配三个训练序列域，参见图4、5，数据域长度L＝112chip，系统采用QPSK，考虑相位校准后相位误差的容限为π/8～π/4，可以支持的移动速度依据公式(5)有：

当_d＝π/8时

当_d＝π/4时

即此时系统可以支持的速度为385～771km/hr，大大超过LTE等B3G项目要求的350km/hr要求。

对于图4、5，如果系统采用8PSK，考虑相位校准后相位误差的容限为π/16～π/8，可以支持的移动速度依据公式(5)有：

当_d＝π/16时

当_d＝π/8时

即此时系统可以支持的速度为193～385km/hr，基本满足LTE等B3G项目要求的350km/hr要求。

对于更高阶的调制方式，如16QAM，64QAM，通过采用如图2～5类似的方式在业务时隙中插入两个或两个以上的训练序列域，可以达到在一定速度下，增强数据对抗相位偏差的能力。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (8)

1、一种时隙CDMA系统的通信方法，其特征在于，发送用户数据的每个时隙中包括至少两个训练序列域及至少三个数据域，每个训练序列域位于两个数据域之间，所述方法包括如下步骤：

步骤1，各小区分配基本信道估计码，同一小区内多个用户所使用的信道估计码由本小区的基本信道估计码进行循环偏移得到，发送端在所述至少两个训练序列域中发送用户的信道估计码，在所述数据域中发送经过扩频的用户数据，训练序列域发送的信道估计码用于相邻两侧数据域中数据的信道估计，同一个训练序列域内发送的对应各个用户的信道估计码不同；

步骤2，接收端接收所发送的信号，对所接收的信号的每个训练序列域进行信道估计，得到每个训练序列域内信道估计码所对应的用户的信道冲激响应；使用所述每个训练序列域信道估计码所对应的每个用户的信道冲激响应，分别对与每个训练序列域相邻的每个数据域内的数据进行信号检测，得到用户数据。

2、根据权利要求1所述的通信方法，其特征在于：相邻两个训练序列域之间为一个数据域。

3、根据权利要求2所述的通信方法，其特征在于：多个的训练序列域内相同的信道估计码对应同一个用户。

4、根据权利要求2所述的通信方法，其特征在于：对两个训练序列域之间的数据域进行信号检测时，分别使用所述数据域两侧的训练序列域求得的信道冲激响应做两次信号检测，再对检测的结果做平均。

5、根据权利要求1所述的通信方法，其特征在于：相邻两个训练序列域之间为被一个保护周期分隔成的两个数据域。

6、根据权利要求5所述的通信方法，其特征在于：多个的训练序列域内相同的信道估计码可以对应同一个用户，也可以对应多个用户。

7、根据权利要求1所述的通信方法，其特征在于：所述的信号检测方法可以采用联合检测的方法，也可以采用匹配滤波的方法，还可以采用Rake接收机的方法。

8、根据权利要求1所述的通信方法，其特征在于：各小区分配基本信道估计码的个数可以是一个，也可以是多个。

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