CN1893307A - 多输入多输出无线通信系统的信号发射/接收装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明揭示了一种无线通信系统的信号发射/接收装置及其发射/接收方法。本发明所述的发射装置包括：一多路输出选择器，用于将输入的信息序列分成多路，以获得多个分路信号；及多个发射单元，分别与所述的多个分路信号相对应，其中所述的各发射单元分别包括：一串并变换器，用于对所述的分路信号进行串并变换，以获得多个预定长度的块信号；及一空时分组编码器，用于对所述的块信号进行空时分组编码，以获得多组经编码的块信号，所述的多组经编码的块信号在频域具有正交性。本发明另揭示了相应的接收装置及其发射/接收方法。本发明与现有技术相比具有更高的码率，更适合于快速变化的时变信道，并且具有较低的计算复杂度。

Description

多输入多输出无线通信系统的信号发射/接收装置及方法

技术领域

本发明涉及一种应用于无线通信领域的发射/接收装置及其发射/接收方法，特别的涉及一种多输入多输出无线通信系统的信号发射/接收装置及其发射/接收方法。

背景技术

在无线通信系统中，无线信道的衰落效应严重影响信号的接收质量，而分集技术是对付衰落效应的有效方法。传统的分集技术是在接收装置配置多根天线，通过对同一发射信号在接收装置的多个副本进行处理，如最大比合并，实现分集增益，使得接收信号的误码率性相对于单天线系统有明显的改进。

根据信息论的研究结果，例如：G.J.Foschini and M.J.Gans，“On limitsof wireless communications in a fading environment when using multipleantennas，”Wireless Personal Communications，vol.6，no.3，pp.311-335，Mar.1998，相比较于仅在接收装置采用多天线的系统，如果在发射装置和接收装置均采用多天线，可以显着提高系统的容量。这为发射分集技术的研究提供了理论基础。同时，对于大多数无线应用环境，发射分集是一种更实际的方案，如对于移动通信中的下行链路，在基站采用多天线既便于实现，又可以同时提高多个用户的接收质量。

空时分组编码是一种有效的发射分集技术，它通过在发射装置对信号同时进行空间域(即天线)和时间域(即字符周期)上的编码，分别实现了分集增益和编码增益。1998年Alamouti针对发射天线数为2的系统，提出了一种简单而性能优异的空时分组编码方案(详见Siavash M.Alamouti，“ASimple Transmit Diversity Technique for Wireless Communication”IEEEJournal on Select Areas in Communications，vol.16，No.8，October 1998)。该方案在发射装置不需要信道信息，也就是说，不需要发射天线与接收天线之间无线信道的冲激响应。无线信道可看作是一个包含(L+1)个抽头的滤波器，其抽头系数为h＝[h(0)，h(1)，…，h(L)]，信道信息即为h＝[h(0)，h(1)，…，h(L)]。并且，Alamouti空时分组编码方案还可以实现满速率发射和满发射分集增益，其编码矩阵为

其中，Alamouti编码矩阵的每一行表示同一字符周期内分别从两根天线发射的字符，标记为“→天线”；Alamouti编码矩阵的每一列表示同一天线在两个连续的字符周期内分别发射的字符，标记为“↓时间”。

由于该编码矩阵具有正交性，接收装置的最大似然译码仅包含线性处理，因此具有很低的计算复杂度。这些优点使得Alamouti的方案已经被一些3G标准如WCDMA和CDMA2000所采用。

这种基于正交矩阵的空时分组编码方案随后推广到发射天线数N_t＞2的系统，称为空时分组编码(Space Time Block Code，STBC)方案。所谓空时分组编码泛指将k个信息字符c₁，c₂，…，c_k映像为一P×M编码矩阵C的方法，其中M为发射天线数，P表示该编码矩阵所占用的码元周期数，编码矩阵中的每个元素均为c₁，c₂，…，c_k及其共轭的线性组合。采用正交编码矩阵的空时分组编码方案是空时分组编码的一个重要特例，它的特征是编码矩阵C满足C^HC＝aI，其中a＞0，I表示单位阵。

但是，对于发射装置采用多天线的复信号，仅当N_t＝2时存在满速率的正交编码矩阵(即Alamouti的方案)，而当N_t＞2时，采用正交编码矩阵会使传输速率大大下降。如当N_t＝4时，其正交编码矩阵如下：

采用此编码矩阵，系统在8个字符周期内仅能够发射了4个字符的信息，因此，所实现的码率仅为rate＝1/2(详细原因请参考V.Tarokh，H.Jafarkhani，and A.R.Calderbank，“Space-time block codes from orthogonal designs，”IEEE Transactions on Information Theory，vol.45，no.5，pp.1456-1467，Jul.1999中的公式38)。

对无线信道而言，当发射信号的带宽小于信道的相干带宽，则称该信道为平衰落信道，反之则称之为频率选择性信道。当信道为平衰落时，接收信号中没有码间干扰，即每个接收信号只与某一个信息字符有关；而当信道为频率选择性信道，接收信号为相邻信息字符的线性迭加，即存在码间干扰。早期对空时分组编码及空分复用系统的研究都假定信道是平衰落的，即信道的时延扩展远小于发射信号的码元周期。但是，在宽带无线通信系统中，信道将呈现频率选择性衰落，因此研究频率选择性信道中的多天线传输方案及相应的接收方法更具有实际意义。

为了利用已有的基于平衰落信道的空时分组编码，可以在接收装置通过时域的多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)均衡器将频率选择性信道转化为平衰落信道，这种方法的缺点是时域MIMO均衡器的计算复杂度较高。并且，由于正交频分复用OFDM采用多载波传输，载波偏移会造成载波间干扰，严重影响发射信号的检测。

综上所述，现有技术中存在着码率低，计算复杂，检测困难的缺点，迫切需要一种具有高码率，计算复杂低，且对载波偏移的敏感度较低的无线通信方式。

发明内容

针对现有技术的缺点，本发明提供一种有较高码率，计算复杂相对较低，且对载波偏移的敏感度较低的无线通信系统的信号发射/接收装置及其发射/接收方法。

本发明的实施例所述的发射装置包括：一多路输出选择器，用于将输入的信息序列分成多路，以获得多个分路信号；及多個发射单元，分别与所述的多个分路信号相对应，其中所述的各发射单元分别包括：一串并变换器，用于对所述的分路信号进行串并变换，以获得多个预定长度的块信号；及一空时分组编码器，用于对所述的块信号进行空时分组编码，以获得多组经编码的块信号，所述的多组经编码的块信号在频域具有正交性。

本发明的实施例的所述的发射方法包括：将待发射的信息序列分成多路，以获得多个分路信号；对所述的多个分路信号的每一路分别进行串并变换，以获得多个预定长度的块信号；对所述的多个块信号进行空时分组编码，以获得多组经编码的块信号，所述的多组经编码的块信号在频域具有正交性；对所述的多组经编码的块信号加入冗余信息；及将经过加入冗余信息的信号经由发射天线发射。

根据本发明的一个实施例，在发射装置配置四根发射天线，待发射的信息序列通过串并变换分成两路独立的信号，每一路信号分配两根发射天线。对每一路信号进行发射天线数为2的空时分组编码。由于考虑频率选择性信道并在接收装置采用频域均衡，空时分组编码需要以块为单位进行。空时分组编码器输出的每个数据块在附加长度为信道阶数的干扰消除项(如循环前缀)后从相应的天线发射。附加干扰消除项(循环前缀)的目的是通过在接收装置将对应干扰消除项(循环前缀)的接收信号丢弃，从而消除频率选择性信道引起的相邻数据块之间的干扰，并使信道矩阵为循环矩阵。两路空时分组编码后的信号同时从四根天线发射，并占用同样的频带。

本发明的实施例所述的接收装置包括：多个接收单元，用以接收多路的输入信号，所述的输入信号为经空时分组编码的块信号且在频域具有正交性；一多路信号分离器，耦接于所述的多个接收单元，用来将所述的输入信号分离成多个第一分离信号；及多个输出单元，分别与所述的多个第一分离信号相对应，所述的各输出单元分别包括：一线性合并器，利用线性合并的方法对所述的第一分离信号实现经编码的数据块之间的分离，以获得第二分离信号；及一频域均衡器，用于对所述的第二分离信号进行频域均衡以恢复一信息序列。

本发明的实施例所述的接收方法包括：接收多路的输入信号，所述的输入信号为经空时分组编码的块信号；将所述的输入信号中对应于冗余信息的部分丢弃，以消除各路信号中相邻数据块之间的干扰；利用离散傅立叶变换将各路信号中所述数据块从时域变换到频域；将各路信号中变换到频域的信号进行信号的第一次分离；对第一次分离后的信号利用线性合并的方法实现各路信号中经编码的数据块之间的第二次分离，并获得发射分集增益；及分别对经过第二次分离后的信号采用频域均衡方法进行恢复一信息序列。

根据本发明的一个实施例，对于一个与2路4天线发射装置对应的接收装置，由于发射信号包含两路完全独立的空时分组编码信号，因此在接收装置至少需要包含接收天线之两组接收单元以实现两路信号的分离。在每根接收天线上将对应冗余信息的接收信号丢弃，并通过离散傅立叶变换将接收信号变换到频域。接着利用空时分组编码信号的特点，采用低复杂度的干扰抑制算法实现两路信号的分离，最后利用最小均方误差频域均衡分别完成两路信号的检测。

在此基础上，本发明的一个实施例揭示一种根据均衡后的均方误差进行排序的分层检测算法，其先检测均方误差小的一路信号，并将该路信号对接收信号的贡献从接收信号中消除，再检测剩余的一路信号。根据本发明的另一个实施例，这种消除干扰后再检测的方法可以迭代地进行以进一步提高系统的性能。

与现有技术相比，本发明的实施例结合了空分复用与空时分组编码，也就是可将信息序列分成多路同时传输，每一路均采用空时分组编码。同仅采用空时分组编码的方案相比，本发明通过空分复用实现了更高的传输速率；同仅采用空分复用的方案相比，本发明通过空时分组编码实现了天线分集，提高了系统的误码率性能。

本发明可适用于信道为频率选择性的宽带无线通信。由于本发明可采用单载波传输，因此同采用正交频分复用(OFDM)的方案相比，本发明的优点在于具有较低的发射功率峰均比，因此对发射端功率放大器线性范围的要求降低了；并且，对载波偏移的敏感度降低了，因此对接收端载波同步设备的要求降低了。

传统的仅采用空时分组编码的传输方案对一路信号进行包含所有发射天线的空时分组编码，得到的空时编码矩阵所占用的码元周期数较多。本发明之实施例将信息序列分成多路，每一路对发射天线阵列的一个子集进行空时分组编码，因此得到的空时编码矩阵所占用的码元周期数减少了。由于空时分组编码信号的解码假定信道在一个编码矩阵内是恒定的，因此本发明对信道时不变性的要求降低了，其性能受时变信道的影响相对较小。

配合图式说明，对本发明所作的描述和权利要求，本发明的其它目的和成就将显而易见，并可对本发明有全面的理解。

附图说明

图1是根据本发明一个实施例的无线通信系统发射装置的结构示意图；

图2是图1所示实施例的发射装置的信号处理的流程图；

图3是图1所示实施例中两个天线上发射数据块的格式示意图；

图4是根据本发明一个实施例的无线通信系统接收装置的结构示意图；

图5是图4所述实施例接收装置信号处理的流程图；

图6是根据本发明一个实施例空时分组编码信号恢复方法的流程图；

图7是根据本发明另一个实施例空时分组编码信号恢复方法的流程图；

图8是根据本发明另一个实施例的无线通信系统发射装置的结构示意图；

图9是根据本发明另一个实施例的无线通信系统接收装置的结构示意图；

图10是根据本发明另一个实施例的无线通信系统发射装置的结构示意图；及

图11是根据本发明另一个实施例的无线通信系统接收装置的结构示意图。

在所有的上述附图中，相同的标号表示具有相同、相似或相应的特征或功能。

具体实施方式

本发明的实施例结合了空分复用与空时分组编码，提供一种有较高码率，较低计算复杂的无线通信系统的信号发射/接收装置及其发射/接收方法。

参考图1和图2，通过一个本发明的优选的实施例进一步说明本发明的技术方案。如图1所示，本发明的无线通信系统发射装置，包括一两路输出选择器101，以及分别对应耦接到所述两路输出选择器101的两个输出的第一发射单元10和第二发射单元20。第一发射单元10还包括第一串并(S/P)变换器102、第一空时分组编码器104、第一发射子单元106和第二发射子单元108。待发射信息序列X(n)经过两路输出选择器101后分成两路，以获得两个分路信号，其中一路信号对应第一发射单元10，依次经过第一串并变换器102以获得多个预定长度的块信号和经过第一空时分组编码器104，以对所述的块信号进行空时分组编码及获得经编码的块信号，所述的经编码的块信号在频域具有正交性。其中另一路信号对应第一发射单元20，依相似之方式运作。

参考图1及图2步骤S201，在两路输出选择器101中信息序列X(n)被分成两路分路信号，通过第一串并(S/P)变换器102信息序列经串并变换后，组成长度为N的块信号：

                s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]^T

其中，s(k)为每一路的信号，k为串并变换后得到的数据块的序号和T为向量或矩阵的转置。以下s(k)表示第k个长度为N的数据块，t(n)表示第n个信息字符。

参考图1及图2在步骤S202，将连续的两个块s(2k)和s(2k+1)做为第一空时分组编码器104的输入，进行空时分组编码，以获得经编码的块信号，所述的经编码的块信号在频域具有正交性。根据本发明的一个实施例，空时分组编码器具体编码方法可表述为：将空时分组编码器104的输出中拟从发射第i天线i(i＝1，2)发射的第k个块记作s_i ^(k)，则编码规则可表示为：

${s_1}^{\left(2k\right)}\left(n\right)=s(2\mathrm{kN}+n),{s_2}^{\left(2k\right)}\left(n\right)=s((2k+1)N+n),$

${s_1}^{(2k+1)}\left(n\right)=-{\stackrel{\‾}{s_2}}^{\left(2k\right)}\left({(-n)}_N\right),{s_2}^{(2k+1)}\left(n\right)=-{\stackrel{\‾}{s_1}}^{\left(2k\right)}\left({(-n)}_N\right),n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1...\left(1\right)$

其中，(·)_N表示对N求模， (·)表示共轭。公式(1)中的第一行的两个等式表示在第一个块周期内两根天线上的编码方法；第二行的两个等式表示在第二个块周期内两根天线上的编码方法；每一次编码过程包含两个长度为N的块周期主要是用于构造正交编码矩阵以利用两根发射天线提供发射分集。

公式(1)中的编码规则可描述为：每一次编码过程包含两个长度为N的块周期，在第一个块周期中，第一天线1发射s(2k)，第二天线2发射s(2k+1)；在第二个块周期中，第一天线1发射的数据块为s(2k+1)经倒序、移位、共轭和取反后的结果，相似地，第二天线2发射的数据块为s(2k)经倒序、移位和共轭后的结果。此编码规则使得两天线在一个编码周期内发射的数据块在频域有下面的关系：

$S_1^{(2k+1)}=-{\stackrel{\‾}{S}}_2^{\left(2k\right)};S_2^{(2k+1)}={\stackrel{\‾}{S}}_1^{\left(2k\right)}...\left(2\right)$

其中 $S_i^{\left(k\right)}=F{s}_i^{\left(k\right)}$ 通过归一化离散傅立叶变换矩阵F，将时域数据块变换到频域。这里的归一化离散傅立叶变换矩阵F是一N×N维矩阵，其第(k，n)元素为 ${\left(F\right)}_{k,n}=\frac{1}{\sqrt{N}}\exp (-j\frac{2\mathrm{\πkn}}{N}),k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1;n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1,$ 其中j为虚数单位。

这样，编码后的信号在频域具有与Alamouti方案相似的正交性，不同的是，Alamouti方案中是以字符为单位进行编码，正交性体现在时域；而这里是以块为单位进行编码，正交性体现在频域。

第一发射子单元106包括第一冗余信息增加器110(例如：一循环前缀(CP)增加器，以下以循环前缀增加器叙述)和耦接到第一天线1的第一并串(P/S)变换器114。同样的，第二发射子单元108包括第二循环前缀(CP)增加器112和耦接到第二天线2的第二并串(P/S)变换器116。第一空时分组编码器104的输出s₁依次通过第一循环前缀增加器110和第一并串变换器114，再通过第一天线1发射出去；输出s₂则依次通过第二循环前缀增加器112和第二并串变换器116，再通过第二天线2发射出去。

参考图1及图2步骤S203，空时分组编码器104输出的每个长度为N的数据块在第一循环前缀(CP)增加器110中被附加长度为L的冗余信息(循环前缀(CP))，其中，收发天线间的信道的阶数均为L，即信道的抽头数为L+1；步骤S204，再通过第一并串(P/S)变换器114的并串转换(P/S)后从相应的天线发射。

根据本发明的一个实施例，附加长度为L的CP也就是将数据块的最后L个字符复制到数据块的前面，如长度为N的数据块s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]^T附加长度为L的循环前缀后成为长度为N+L的数据块：

附加循环前缀的目的是通过在接收装置将对应循环前缀的接收信号丢弃，从而消除频率选择性信道引起的相邻数据块之间的干扰，并使信道矩阵为循环矩阵。

也可以采用其它的方式来取代循环前缀，比如附加长度为L的零数据。也就是说数据块的最后附加L个0。由于只是为了消除频率选择性信道引起的相邻数据块之间的干扰，所以附加的值是多少并没有影响。

如图1所示，第二发射单元20的组成与第一发射单元10相同。两路输出选择器101的另一路信号对应第二发射单元20，依次经过第二串并变换器103和第二空时分组编码器105。在第二空时分组编码器105进行空时分组编码后的输出分别进入第三发射子单元107和第四发射子单元109。例如，第二空时分组编码器105的输出s₃依次通过第三循环前缀增加器111和第三并串变换器115，再通过第三天线3发射出去；输出s₄则依次通过第四循环前缀增加器113和第四并串变换器117，再通过第四天线4发射出去。由于第二发射单元20之工作原理与第一发射单元10之工作原理相同，故不再赘述。

图2是如图1所示的一个实施例的发射端的具体处理过程，其详细步骤说明如下：

在步骤S201，信息序列X(n)被分成两路信号，每一路信号通过串并(S/P)变换器串并变换后，组成长度为N的块信号：

                 s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]^T；

在步骤S202，将连续的两个块s(2k)和s(2k+1)做为空时分组编码器的输入。两路信号采用相同的空时分组码，以获得经编码的块信号，所述的经编码的块信号在频域具有正交性。编码方法可参考上文中关于编码规则公式(1)的描述；

在步骤S203，空时分组编码器输出的每个长度为N的数据块，即经编码的块信号，需附加长度为L的循环前缀(如冗余信息)；其中收发天线间的信道的阶数均为L，即信道的抽头数为L+1；

在步骤S204，将经过加入冗余信息的信号经由并串转换后从相应的天线发射。

图3给出了上述实施例中第一天线1和第二天线2上的发射数据块的格式，另一路信号利用第三天线3和第四天线4所发射，其所发射的数据块具有相同的格式。

根据本发明的上述实施例，待发射的信息序列首先被分成两路独立的信号，实现信息序列的空间复用编码；然后，每一路信号分配两根发射天线，再进行两组独立的空时分组编码，通过频域复用于提高频谱利用率，增加码率。例如，对于每一路信号通过串并变换将一路信息序列分成2路独立的子序列，每一路子序列经过调制后分别从一根天线同时发射，这样在一个字符周期内就发射了2个字符的信息。

在接收端采用排序的干扰抵消算法分别检测各路信号。排序的思想是先检测信噪比最高的那一路信号，并把检测结果看做真实值，接着将该路信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，按此方法依次检测剩余的各路信号。这种检测方法需要接收天线数至少与发射天线路数相等。根据本发明的实施例，由于在发射端各路信号是相同的，因此系统的误码率性能在信道呈现相关性时也不会出现明显恶化。

由于发射装置包含两路完全独立的空时分组编码信号，接收装置需要至少两根接收天线才能将两路信号分离并检测。接收装置也可以具有更多根数的接收天线。天线数的增加可以进行多个副本进行处理，如最大比合并，实现分集增益，提高误码率。但对于本发明实施例而言，需要接收天线数至少与发射单元路数相等，以完成解码。

图4是根据本发明的一个所述实施例的无线通信系统的接收装置的结构示意图，其中，该接收装置包括具有第一接收天线5之第一接收单元402；具有第二接收天线6之第二接收单元403，用以接收输入信号，所述的输入信号为经空时分组编码的块信号且在频域具有正交性；两路信号分离器401耦接于所述的第一接收单元402及第二接收单元403，用来将第一接收单元402及第二接收单元403所接收的输入信号分别分离成第一分离信号；第一输出单元404；和第二输出单元405，其中第一输出单元404和第二输出单元405分别与所述的两个第一分离信号相对应，且分别包括：一线性合并器410(411)，利用线性合并的方法对所述的第一分离信号实现经编码的数据块之间的分离，以获得第二分离信号；及一频域均衡器412(413)，用于对所述的第二分离信号进行频域均衡以恢复一信息序列。

对于发射装置发射的附加循环前缀后的每个长度为N+L的数据块，每根接收天线接收到长度为N+L的信号。

参考图4和图5步骤S501，以第一接收器单元402为例，首先，对于接收到的经空时分组编码的块信号且在频域具有正交性的输入信号在循环前缀丢弃器406中，将对应循环前缀的L个接收信号(冗余信息)丢弃，因为这部分接收信号包含两个连续数据块之间的干扰。这样，在一个空时分组编码周期内，在每根接收天线上就得到两个长度为N的数据块，设接收天线m(m＝1，2)上的这两个数据块可表示为：

$y_{m1}=H_{1m}{s}_1^{\left(2i\right)}+H_{2m}{s}_2^{\left(2i\right)}+H_{3m}{s}_3^{\left(2i\right)}+H_{4m}{s}_4^{\left(2i\right)}+w_{m1}$

$y_{m2}=H_{1m}{s}_1^{(2i+1)}+H_{2m}{s}_2^{(2i+1)}+H_{3m}{s}_3^{(2i+1)}+H_{4m}{s}_4^{(2i+1)}+w_{m2}$ (3)

其中w_mk为零均值，方差为σ_w ²的复高斯白噪声向量，N×N维信道矩阵H_nm为发射天线n(n＝1，2，3，4)到接收天线m间的信道系数所构成的循环矩阵，其第一列为 即附加N-L-1个零元素的信道系数向量。

设发射天线n发射的长度为(N+L)的数据块为：

接收天线m上相应的长度为N的接收数据块(丢弃了对应循环前缀的L个接收信号以后)可表示为

其中的信道矩阵H为N×N维，并且H_nm有下面的重要特性：

FH_nmF^H＝Λ_nm(4)

其中，(·)^H表示矩阵的共轭转置，Λ_nm为对角阵，其对角元素为信道系数向量的N点离散傅立叶变换，即 ${\mathrm{\Λ}}_{\mathrm{nm}}(k,k)=\underset{l=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{\mathrm{nm}}\left(l\right)\exp \left(\frac{-j2\mathrm{\πlk}}{N}\right),k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1.$

第一输入单元402还进一步包括第一离散傅立叶变换器408(DFT)。参考图4及图5步骤502，对接收信号做离散傅立叶变换得到频域接收信号Y_mk＝Fy_mk，m，k＝1，2。由(3)式并利用(4)式，可写成：

$Y_{m1}={\mathrm{\Λ}}_{1m}{S}_1^{\left(2i\right)}+{\mathrm{\Λ}}_{2m}{S}_2^{\left(2i\right)}+{\mathrm{\Λ}}_{3m}{S}_3^{\left(2i\right)}+{\mathrm{\Λ}}_{4m}{S}_4^{\left(2i\right)}+W_{m1}$

$Y_{m2}={\mathrm{\Λ}}_{1m}{S}_1^{(2i+1)}+{\mathrm{\Λ}}_{2m}{S}_2^{(2i+1)}+{\mathrm{\Λ}}_{3m}{S}_3^{(2i+1)}+{\mathrm{\Λ}}_{4m}{S}_4^{(2i+1)}+W_{m2}...\left(5\right)$

利用(2)式，本系统在频域的输入输出关系可以表示为：

$Y:=\left[\begin{array}{c}{Y}_{11}\\ {\stackrel{\‾}{Y}}_{12}\\ Y_{21}\\ {\stackrel{\‾}{Y}}_{22}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\Λ}}_{11}& {\mathrm{\Λ}}_{21}& {\mathrm{\Λ}}_{31}& {\mathrm{\Λ}}_{41}\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{21}& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{11}& {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{41}& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{31}\\ {\mathrm{\Λ}}_{12}& {\mathrm{\Λ}}_{22}& {\mathrm{\Λ}}_{32}& {\mathrm{\Λ}}_{42}\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{22}& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{12}& {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{42}& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_{32}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\\ S_3\\ S_4\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{W}_{11}\\ {\stackrel{\‾}{W}}_{12}\\ W_{21}\\ {\stackrel{\‾}{W}}_{22}\end{array}\right]:=\mathrm{\ΛS}+W...\left(6\right)$

公式中之″：＝″表示给″：＝″后面的较复杂的量定义一个符号，以简化后面对该量的引用。设Λ₁和Λ₂为对角阵，在下面的叙述中，称形如 $A=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_1& {\mathrm{\Λ}}_2\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1\end{array}\right]$ 的矩阵为块Alamouti阵，因为它与Alamouti编码矩阵有着相似的特性，只是这里用对角阵代替了Alamouti矩阵中的标量。由于块Alamouti阵具有下面的形式

$A=\begin{array}{}\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_1& {\mathrm{\Λ}}_2\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1\end{array}\right]\end{array}$

其中，Λ_i(i＝1，2)为对角阵， Λ_i表示将Λ_i的对角元素取共轭后所得到的对角阵。现在来证明块Alamouti阵的如下性质：任意两个块Alamouti阵的和与积仍为块Alamouti阵，任意可逆块Alamouti阵的逆矩阵仍为块Alamouti。

1)设 $B=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Δ}}_1& {\mathrm{\Δ}}_2\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_2& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_1\end{array}\right]$ 为块Alamouti阵，则 $A+B=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_1+{\mathrm{\Δ}}_1& {\mathrm{\Λ}}_2+{\mathrm{\Δ}}_2\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2+{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_2& -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1-{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_1\end{array}\right],$ 显然A+B为块Alamouti阵，类似地可证明A-B为块Alamouti阵。

2) $\mathrm{AB}=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_1{\mathrm{\Δ}}_1+{\mathrm{\Λ}}_2{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_2& {\mathrm{\Λ}}_1{\mathrm{\Δ}}_2+{\mathrm{\Λ}}_2{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_1\\ -{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_2+{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2{\mathrm{\Δ}}_1& {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Δ}}}_1+{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2{\mathrm{\Δ}}_2\end{array}\right],$ 因此AB为块Alamouti阵。

3)设A可逆，则其逆矩阵为 $A^{-1}=(I_2\⊗{({\mathrm{\Λ}}_1{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1+{\mathrm{\Λ}}_2{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2)}^{-1})\left[\begin{array}{cc}{\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_1& {\mathrm{\Λ}}_2\\ {\stackrel{\‾}{\mathrm{\Λ}}}_2& -{\mathrm{\Λ}}_1\end{array}\right],$ 其中表示矩阵的Kronecker积，因此A^-1为块Alamouti阵。

因此，Alamouti阵具有下面的性质：

a)块Alamouti阵对于加法、乘法以及求逆运算是封闭的，即任意两个块Alamouti阵的和与积仍为块Alamouti阵，任意可逆块Alamouti阵的逆矩阵仍为块Alamouti。

b)设Λ₁和Λ₂为块Alamouti阵的两个对角阵元素，则AA^H＝A^HA＝I₂(|Λ₁|²+|Λ₂|²)，其中I₂为2×2单位阵，表示Kronecker乘积，|Λ_i|为对Λ_i的各对角元素求模后得到的实对角阵。A的逆阵可表示为：

$A^{-1}=[I_2\⊗{({\left|{\mathrm{\Λ}}_1\right|}^2+{\left|{\mathrm{\Λ}}_2\right|}^2)}^{-1}]A^H,$

因此计算A^-1需要较小的计算量。

显然，(6)式中定义的等效信道矩阵Λ包含四个块Alamouti阵，将其写成下面的形式：

$\mathrm{\Λ}=\left[\begin{array}{cc}{A}_{11}& A_{12}\\ A_{21}& A_{22}\end{array}\right]...\left(7\right)$

其中A_ij(i，j＝1，2)均为2N×2N维的块Alamouti阵。

公式(6)建立了空时分组编码后的发射信号与相应的接收信号在频域的关系，即系统在频域的输入输出方程，是推导接收端检测算法的出发点。公式(6)中定义的符号Y代表接收信号，Λ为信道矩阵，W代表加性噪声，S为待估计的发射信号。式(7)是将式(6)中定义的信道矩阵Λ写成一种等效形式，以便于后面的检测算法的推导。

第二输入单元403与第一输入单元402相同，进一步包括第二循环前缀(CP)丢弃器407和第二傅立叶变换器409。在一个空时分组编码周期内，第一接收天线5接收到的信息序列经过第一循环前缀丢弃器406丢掉循环前缀后，再经过第一离散傅立叶变换器408，得到频域信号；再输入到两路信号分离器401中。同样的，第二接收天线6也将接收到的信息序列经过第二循环前缀丢弃器407丢掉循环前缀后，再经过第二离散傅立叶变换器409，得到频域信号；再输入到两路信号分离器401中。

参考图4及图5步骤S503，本步骤旨在进行干扰抑制。干扰抑制的目的是将混合的两路空时分组编码信号分离，即消除一路空时分组编码信号对另一路空时分组编码信号的干扰，这样就可以对分离后的每一路信号分别检测以恢复信息序列。基于系统方程式(6)，构造干扰抑制矩阵

$C=\left[\begin{array}{cc}{I}_{2N}& -A_{12}{A}_{22}^{-1}\\ -A_{21}{A}_{11}^{-1}& I_{2N}\end{array}\right]...\left(8\right)$

将C左乘(6)式中的接受信号向量得

$\mathrm{CY}:=\left[\begin{array}{c}{X}_1\\ X_2\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}P& \\ & Q\end{array}\right]S+\mathrm{CW}...\left(9\right)$

其中 $P=A_{11}-A_{12}{A}_{22}^{-1}{A}_{21},$ $Q=A_{22}-A_{21}{A}_{11}^{-1}{A}_{12}.$ A₁₂A₂₂ ^-1、A₂₁A₁₁ ^-1、P和Q均为块Alamouti阵。(9)式表明，将C左乘接受信号向量Y所得到的信号中，X₁仅与第一路信号s₁，s₂有关，X₂仅包含第二路信号s₃，s₄的贡献，因此，两路空时分组编码信号之间的干扰被消除了，达到了分离两路信号的目的。

第一输出单元404包括：第一线性合并器410。参考图4及图5步骤S504，步骤S504旨在进行线性合并。通过步骤S503中的处理，第一发射天线1和第二发射天线2发射的信号s₁，s₂和第三发射天线3和4发射的信号s₃，s₄可以分开检测。具体地，

$X_1=P\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\end{array}\right]+W_1...\left(10\right)$

$X_2=Q\left[\begin{array}{c}{S}_3\\ S_4\end{array}\right]+W_2...\left(11\right)$

其中噪声分量w₁和w₂分别包含式(9)中CW的前2N和后2N个元素。由(10)和(11)式可知两路信号可以采用相同的检测方法，现在以检测第一路信号为例说明。

由于(10)式中的等效信道矩阵P为块Alamouti阵，可以采用线性合并的方法实现s₁和s₂的分离，并获得空时分组编码提供的发射分集增益，将(10)式两边同时左乘P^H得：

$Z=P^H{X}_1=P^{H}P\left[\begin{array}{c}{S}_1\\ S_2\end{array}\right]+V...\left(12\right)$

其中噪声分量V＝P^HW₁。由于P是块Alamouti阵，P^HP满足P^H＝I₂P₁，P₁为N×N维实对角阵，因此s₁和s₂的检测也可以分开进行。

第一输出单元404还进一步包括：第一最小均方差(MMSE)频域均衡器412、第一决定器414及第二决定器416。

参考图4及图5步骤S505，步骤S505旨在进行最小均方误差(MMSE)频域均衡。以检测s₁为例，将(12)式中与检测s₁有关的部分提取出来得到：

Z₁＝P₁S₁+V₁＝P₁Fs₁+V₁   (13)

其中z₁和v₁分别为Z和v的前N个元素。(13)式中的对角阵P₁的对角元素均为两个数的模的平方和，因此系统实现的分集度为2。基于(13)式，可以采用线性均衡器恢复s₁，线性均衡器主要包括迫零(ZF)均衡器和最小均方误差(MMSE)均衡器。由于迫零均衡器没有考虑噪声，故可能导致噪声的放大，因此，在本实施例中，采用了性能更好的MMSE均衡器，即：设计矩阵R，使得E{(s₁-RZ₁)^H(s₁-RZ₁)}达到最小，其中E(·)表示数学期望。由正交性准则，这等价于设计R满足：

$E\left\{(s_1-R{Z}_1)Z_1^H\right\}=0...\left(14\right)$

令 $D=A_{12}{A}_{22}^{-1},$ 则由于D为块Alamouti阵，D满足DD^H＝D^HD＝I₂D₁。通过计算可得，(13)式中噪声分量v₁的均值为0，自相关阵为 $E\left(V_1{V}_1^H\right)={\mathrm{\σ}}_w^2(I_N+D_1)P_1.$ 设信息序列s₁的自相关阵为 $E\left(s_1{s}_1^H\right)={\mathrm{\σ}}_s^2{I}_N,$ 并假定信息序列与噪声是不相关的，则由(14)式可解得s₁，对s₁的最小均方误差估计可通过对下面的MMSE均衡器输出做判决而获得

${\tilde{s}}_1=F^H{(P_1+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{{\mathrm{\σ}}_s^2}(I_N+D_1))}^{-1}{Z}_1...\left(15\right)$

由于干扰抵消矩阵((8)式)中A₁₁和A₂₂均为块Alamouti阵，因此其求逆具有低计算复杂度，而Alamouti阵的乘积可以分解为对角阵的乘积，因此计算干扰抵消矩阵C所包含的矩阵求逆和矩阵相乘均具有较低的计算复杂度。频域MMSE均衡((15)式)中需要求逆的矩阵 $P_1+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{{\mathrm{\σ}}_s^2}(I_N+D_1)$ 为对角阵，当块长度N为2的幂时，左乘F^H的运算可以利用降低计算复杂度的快速逆傅立叶变换(IFFT)完成。

由上述分析可知，对于本发明提出的两路复用的单载波空时分组编码系统，接收装置的干扰抵消和频域均衡具有较低的实现复杂度。

从两路信号分离器401的其中一个输出，依次经过第一线性合并器410、第一最小均方差(MMSE)频域均衡器412得到的两个输出，分别通过第一决定器414及第二决定器416，最后从第一决定器414及第二决定器416输出。同样的，第二输出单元405与第一输出单元404相同，从两路信号分离器401的另一个输出依次经过第二线性合并器411、第二最小均方差(MMSE)频域均衡器413，得到的两个输出分别通过第三决定器415及第四决定器417后从第三决定器415及第四决定器417输出。

图5是进行接收装置的信号检测的流程图，其详细步骤说明如下：

在步骤S501，首先，对于接收到经空时分组编码的块信号的输入信号在循环前缀器中，将对应循环前缀的L个接收信号(冗余信息)丢弃，因为这部分接收信号包含两个连续数据块之间的干扰。

在步骤S502，利用离散傅立叶变换将各路信号中所述块从时域变换到频域。

在步骤S503，进行干扰抑制，将混合的两路空时分组编码信号分离，即消除一路空时分组编码信号对另一路空时分组编码信号的干扰，这样就可以对分离后的每一路信号分别检测以恢复信息序列。

在步骤S504，进行线性合并，将第一发射天线1和第二发射天线2发射的信号s₁，s₂和第三发射天线3和4发射的信号s₃，s₄可以分开检测，以实现各路信号中经编码的块之间的第二次分离，并获得发射分集增益。

在步骤S505，进行最小均方误差(MMSE)频域均衡，对信号进行恢复。

对于步骤S501-S505的信号检测方法，具体可以参考上文中图4所示实施例的描述。由上述分析可知，对于本发明提出的两路复用的单载波空时分组编码系统，接收装置的干扰抵消和频域均衡具有较低的实现复杂度。

在上面介绍的方法中，空间复用的两路空时分组编码信号采用完全相同的方法检测，采用并行处理的方法可以同时检测出两路信号。但这种方法仅利用了发射分集，而没有利用两根接收天线提供的接收分集。为了利用接收分集以提高接收机的检测性能，根据本发明的一个实施例，在联合干扰抵消和频域均衡检测算法的基础上提出了一种分层及迭代算法。在分层检测算法中，先检测MMSE频域均衡后的均方误差较小的一路信号，并将得到的估计值看做真实值，这样就可以将该路信号对接收信号的贡献从接收信号中减去。如果先检测的那一路信号的估计值完全正确，则它对接收信号的贡献就可以完全消除，此时的系统就等价于传统的不采用空间复用的2发2收单载波空时分组编码系统，因此剩下的一路信号的检测就可以利用两根接收天线所提供的接收分集。

由于在分层检测中，先检测的那一路信号的检测质量决定了接下来的消除该路信号干扰的质量，因此检测可靠性高的那一路信号应该先检测。基于MMSE频域均衡，下面推导一种根据均衡后的均方误差(MSE)确定检测顺序的方法。以检测s₁为例，(15)式给出的MMSE均衡器输出对应的均方误差的自相关阵为

$R_e=E\left\{(s_1-{\tilde{s}}_1){(s_1-{\tilde{s}}_1)}^H\right\}$

$={\mathrm{\σ}}_s^2{I}_N-{\mathrm{\σ}}_s^2{F}^H{(P_1+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2(I_N+D_1)}{{\mathrm{\σ}}_s^2})}^{-1}{P}_{1}F$

(16)式中定义的矩阵G为实对角阵。R_e中的对角元素对应数据块s₁中各字符的MMSE检测的均方误差。由离散傅立叶矩阵F的性质，R_e的对角元素都相等且等于

${\mathrm{MSE}}_1:=\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2\mathrm{tr}\left(G\right)}{N}...\left(17\right)$

其中tr(·)表示矩阵的迹，因此MSE₁即对应第一路信号的MMSE检测的均方误差。按同样的方法可计算另一路信号的MMSE检测的均方误差。

根据本发明的一个实施例，如图6所示，对于空时分组编码信号的恢复方法，包括：

在步骤S601，比较两路信号的MMSE检测的均方误差；

在步骤S602，先检测均方误差较小的一路信号；

在步骤S603，将该路信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，实现接收分集的利用；

在步骤S604，再针对另一路信号进行检测。

在开始检测之前，先计算并比较两路信号的均方误差。检测从均方误差小的一路信号开始(不失一般性，设为第一路信号s₁，s₂)，采用联合干扰抵消与最小均方误差均衡算法，获得对s₁，s₂的估计 估计结果再通过DFT变换到频域。第一路信号对接收信号的贡献可从接收信号中减去，如下式所示

$\tilde{Y}:=Y-\left[\begin{array}{c}{A}_{11}\\ A_{21}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}F{\hat{s}}_1\\ F{\hat{s}}_2\end{array}\right]...\left(18\right)$

对剩下的一路信号s₃，s₄的检测假定s₁，s₂的作用完全消除了，此时系统简化为传统的不采用空间复用的2发2收单载波空时分组编码系统，因此其检测不仅实现了空时分组编码提供的发射分集，还获得了两根接收天线提供的接收分集。

在这种分层检测算法中，先检测的一路信号没有利用接收分集，而后检测的一路信号利用了接收分集，因此后检测的一路信号具有更好的误码率性能。采用同样的消除干扰的方法，后检测的那一路信号的作用也可以从接收信号中消除，并对先检测的一路信号重新估计，这样两路信号的检测都利用了接收分集。这种消除干扰和重新估计的方法可以迭代地进行以进一步提高两路信号的检测质量，直到整体性能没有明显的提高。例如，根据本发明的一个实施例，如图7所示，对于空时分组编码信号的恢复方法，包括：

在步骤S701，比较两路信号的MMSE检测的均方误差；

在步骤S702，先检测均方误差较小的一路信号；

在步骤S703，将该路信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，实现接收分集的利用；

在步骤S704，再针对另一路信号进行检测；

在步骤S705，从接收信号中减去步骤S704检测的该路信号对接收信号的贡献；

在步骤S706，重复步骤S704到步骤S705，直到整体性能没有明显的提高。

根据本发明的一个实施例，上述步骤S706之后，不再进行迭代，直接将结果输出。

根据本发明的一个实施例，上述空时分组编码信号的恢复方法可以表述为：先检测均方误差较小的一路信号，再将该路信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，实现干扰消除，再采用针对一路空时分组编码传输的最小均方误差频域均衡方法对剩余一路信号进行检测，获得两根接收天线所提供的接收分集，并将此路信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，实现干扰消除，此后，用针对一路空时分组编码传输的最小均方误差频域均衡方法对先检测的一路信号重新估计，使前一路信号的检测也获得了两根接收天线所提供的接收分集，消除干扰和重新估计的方法可以迭代地进行以进一步提高两路信号的检测质量，直到整体性能没有明显的提高。

如上所述的描述，通过一个4发射天线2接收天线的系统，具体说明了本发明的一个优选的实施方案。然而，应当理解本发明的应用不仅限于上述的系统，还可以应用于其它的无线通讯(天线个数不同)系统中。

图8给出了一个8发射天线发射系统的实施例。该发射系统包括一个四路输出选择器以及四个发射单元。每一个发射单元所包含的器件与图1所示的实施例中的发射单元所包含的器件相同。在本实施例中，每一个发射单元中所包含的空时分组编码器的输入为两个连续的块s(2k)和s(2k+1)。这样，采用与图1所示实施例相同的方式，将块编码后发射出去。由于采用了4路信号进行独立编码，这样就可以提高码率。

图9是根据本发明的另一实施例的接收装置的结构示意图。该接收装置包括4个接收单元和4个输出单元。每一个接收单元和输出单元所包含的器件都与图3所示的实施例的接收单元和输出单元相同。在接收装置，每个天线在一个空时分组编码周期可以收到2个长度为N的数据块。由于天线数量的增加，整个发射和接收系统之间的信道矢量将表示为一个发射天线数乘以接收天线数的矢量矩阵。

如图9所示的接收装置仍可以根据图5所示的方法对接收到的信号进行处理。图5所揭示的处理方法完全可以对应用于在图9所示的系统中完成处理，这里不再赘述。

图10和图11是本发明的另一个实施例。该实施例的发射装置具有8根天线，共分成两路，但是每一个路包括4个发射天线，其接收装置具有2根天线。本实施例中发射装置的每一路都采用了4个发射天线的空时分组编码，这种编码方式可以获得更好的编码效果，解码后的误码率大大降低。

综上所述，本发明与现有技术相比具有更高的码率，更适合于快速变化的时变信道，并且具有较低的计算复杂度。

根据本发明的一个实施例，对于四发射天线系统，传统的不采用空间复用的正交设计所实现的码率仅为rate＝1/2，而本发明通过空间复用和正交空时分组编码相结合所实现的码率为rate＝2，因此更适合对频谱效率要求较高的应用。传统的不采用空间复用的正交设计要求信道在连续的八个块内保持基本不变，而本发明通过空间复用和正交空时分组编码相结合仅要求信道在连续的两个块内保持基本不变，因此更适合时变信道下的应用。本发明所给出的接收方法利用了空时分组编码信号的正交性特点，用于分离两路信号的干扰抑制方法以及检测信号的频域均衡方法均具有较低的计算复杂度，便于实际应用。

本发明还给出了提高检测性能的分层检测算法和迭代检测算法，在保持低计算复杂度的同时降低了系统的误码率。计算机仿真结果表明，本发明给出的接收方法对信道估计误差具有鲁棒性，大多数情况下，且仅需要一次迭代就获得了最优的系统性能。

本发明的技术内容和技术特点已揭示如上，然而所属领域技术人员仍可能基于本发明的教示和揭示内容而作出种种不背离本发明精神的替代和修正。因此，本发明的保护范围应不限于实施例所揭示的内容，而应包括各种不背离本发明的替代和修正，并为上述权利要求书所涵盖。

Claims (22)

1.一种无线通信系统的发射装置，包括：

一多路输出选择器，用于将输入的信息序列分成多路，以获得多个分路信号；及

多个发射单元，分别与所述的多个分路信号相对应，其中所述的各发射单元分别包括：

一串并变换器，用于对所述的分路信号进行串并变换，以获得多个预定长度的块信号；及

一空时分组编码器，用于对所述的块信号进行空时分组编码，以获得多组经编码的块信号，所述的多组经编码的块信号在频域具有正交性。

2.根据权利要求1所述的发射装置，其中所述的空时编码规则可表示如下：

假定所述的个预定长度的块信号可表示为s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]^T，

其中，s(k)为每一路的块信号，k为串并变换后得到的块的序号，t(n)表示第n个信息字符和T为转置操作；及

所述的预定长度的块信号根据以下等式进行空时分组编码：

s₁ ^(2k)(n)＝s(2kN+n)，s₂ ^(2k)(n)＝s((2k+1)N+n)， ${s_1}^{(2k+1)}\left(n\right)=-{\stackrel{\‾}{s_2}}^{\left(2k\right)}\left({(-n)}_N\right),$ ${s_2}^{(2k+1)}\left(n\right)=-{\stackrel{\‾}{s_1}}^{\left(2k\right)}\left({(-n)}_N\right),$ n＝0，1，…，N-1

其中，s(2k)和s(2k+1)为所述的空时分组编码器的输入相邻的两个块，s₁ ^(2k)和s₁ ^(2k+1)为从一第一天线发射的两个连续的块，s₂ ^(2k)和s₂ ^(2k+1)为从一第二天线发射的两个连续的块，(·)N表示对N求模， (·)表示共轭。

3.根据权利要求1所述的发射装置，其中所述的发射单元进一步包括多个发射子单元，分别与所述的多组经编码的块信号对应，其中各发射子单元包括：

一冗余信息增加器，用于对所述的经编码的块信号加入冗余信息；及

一并串变换器，对经过加入冗余信息的输出进行并串变换；

一发射天线，用以发出并串变换后的信号。

4.根据权利要求3所述的发射装置，其中所述的冗余信息为循环前缀。

5.一种无线通信系统的发射方法，包括如下步骤：

(a)将待发射的信息序列分成多路，以获得多个分路信号；

(b)对所述的多个分路信号的每一路分别进行串并变换，以获得多个预定长度的块信号；及

(c)对所述的多个块信号进行空时分组编码，以获得多组经编码的块信号，所述的多组经编码的块信号在频域具有正交性。

6.根据权利要求5所述的发射方法，其中步骤(c)中所述的空时编码规则可表示如下：

假定步骤(b)中所述的预定长度的块信号可表示为s(k)＝[t(kN)，…，t(kN+N-1)]^T，其中，s(k)为每一路的块信号，k为串并变换后得到的块的序号，t(n)表示第n个信息字符和T为转置操作；及

步骤(c)根据以下列等式进行空时分组编码

s₁ ^(2k)(n)＝s(2kN+n)，s₂ ^(2k)(n)＝s((2k+1)N+n)， ${s_1}^{(2k+1)}\left(n\right)=-{\stackrel{\‾}{s_2}}^{\left(2k\right)}\left({(-n)}_N\right),$ ${s_2}^{(2k+1)}\left(n\right)=-{\stackrel{\‾}{s_1}}^{\left(2k\right)}\left({(-n)}_N\right),$ n＝0，1，…，N-1

其中，s(2k)和s(2k+1)为所述的空时分组编码器的输入相邻的两个块，s₁ ^(2k)和s₁ ^(2k+1)为从一第一天线发射的两个连续的块，s₂ ^(2k)和s₂ ^(2k+1)为从一第二天线发射的两个连续的块，(·)N表示对N求模， (·)表示共轭。

7.根据权利要求5所述的发射方法，进一步包括如下步骤：

(d)对所述的多组经编码的块信号加入冗余信息；及

(e)将经过加入冗余信息的信号经由发射天线发射。

8.根据权利要求7所述的发射方法，其中所述的冗余信息为循环前缀。

9.根据权利要求8所述的发射方法，其中所述的循环前缀长度为信道阶数。

10.根据权利要求7所述的发射方法，其中所述的步骤(d)进一步包括并串变换的步骤。

11.一种无线通信系统的接收装置，包括：

多个接收单元，用以接收多路的输入信号，所述的输入信号为经空时分组编码的块信号且在频域具有正交性；

一多路信号分离器，耦接于所述的多个接收单元，用来将所述的输入信号分离成多个第一分离信号；及

多个输出单元，分别与所述的多个第一分离信号相对应，所述的各输出单元分别包括：

一线性合并器，利用线性合并的方法对所述的第一分离信号实现经编码的数据块之间的分离，以获得第二分离信号；及

一频域均衡器，用于对所述的第二分离信号进行频域均衡以恢复一信息序列。

12.根据权利要求11所述的接收装置，其中所述的接收单元包括：

一冗余信息丢弃器，用于丢弃所述的输入信号中对应的冗余信息信号；及

一离散傅立叶变换器，用于将所述冗余信息丢弃器输出的信号进行离散傅立叶变换，以获得到频域信号。

13.根据权利要求11所述的接收装置，所述的多路信号分离器消除各路空时分组编码的块信号之间的干扰，使输出的每一路信号都仅与所述的每一路接收单元中的数据块相关。

14.根据权利要求11所述的接收装置，其中所述的频域均衡器为最小均方误差频域均衡器。

15.根据权利要求11所述的接收装置，其中所述的输出单元还进一步包括：多个决定器，对频域均衡器的输出进行决定，以获得对信息序列的估计。

16.一种无线通信系统的接收方法，包括如下步骤：

(A)接收多路的输入信号，所述的输入信号为经空时分组编码的块信号；

(B)将各路信号中变换到频域的信号进行信号的第一次分离；

(C)对第一次分离后的信号利用线性合并的方法实现各路信号中经编码的块之间的第二次分离，并获得发射分集增益；及

(D)分别对经过第二次分离后的信号采用频域均衡方法进行恢复一信息序列。

17.根据权利要求16所述的发射方法，进一步包括如下步骤：

(E)将所述的输入信号中对应于冗余信息的部分丢弃，以消除各路信号中相邻块之间的干扰；及

(F)利用离散傅立叶变换将各路信号中所述块从时域变换到频域。

18.根据权利要求16所述的接收方法，其中所述步骤(B)进一步包括：消除各路空时分组编码信号之间的干扰，使输出的每一路信号都仅与所述的每一路中的块相关。

19.根据权利要求16所述的接收方法，其中所述步骤(D)中，信号恢复方法采用最小均方误差频域均衡法，并通过对所述频域均衡后的信号做决定而获得最小均方误差估计。

20.根据权利要求16所述的接收方法，其中步骤(D)中所述的信号的恢复方法包括：

(D1)检测均方误差最小的一输出信号；

(D2)将所述的输出信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，以消除干扰；

(D3)对剩余的均方误差最小的另一输出信号进行检测，将所述的另一输出信号对接收信号的贡献从接收信号中减去，以消除干扰，直到检测出所有的接收单元的信号；及

(D4)将接收信号中其它接收单元中信号的贡献完全减去，并对所述的各路信号中的信号重新估计。

21.根据权利要求20所述的接收方法，其中步骤(D)中所述的恢复方法中消除干扰和重新估计的方法可以迭代的方式进行。

22.根据权利要求17所述的接收方法，其中所述的冗余信息为循环前缀。

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