CN1968241A - 分布式多输入多输出系统及信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种分布式多输入多输出(MIMO)系统及信道估计方法，该分布式MIMO系统包括发射端和接收端，所述发射端包括分布式MIMO编码模块，以及多路并行的发射电路，用于将分布式MIMO编码模块输出的一路数据流作插入导频序列、添加保护间隔的处理以组成数据帧，并将该数据帧射频发射；所述接收端包括：多路并行的接收电路，用于接收所述发射端射频发射的数据帧，并从所述数据帧中获取所述导频序列以及所述数据段；导频符号模块，用于输出对应所述发射电路路数且为预定长度的导频序列；信道估计模块，用于根据所述接收电路获取的导频序列以及所述导频符号模块输出的导频序列获取信道估计矩阵。本发明能有效的解决分布式MIMO系统中的信道估计问题。

Description

分布式多输入多输出系统及信道估计方法

技术领域

本发明涉及无线通信中的数据处理技术领域，尤其是涉及一种分布式多输入多输出系统及信道估计方法。

背景技术

近年来，分布天线系统(Distributed Antenna System，简称DAS)作为未来公共无线网络接入的一种新趋势受到越来越多的关注。如图1所示，分布式天线系统是将处于不同地理位置的天线组(天线组为多个天线100连接于基站120构成)经过光纤或电缆与移动台(中心信号处理器)130相连的通信系统。由于天线在不同地理位置上的分布，分布天线系统能够提供宏分集，达到更高的系统容量，有效缩短信号的接入距离，降低对发射信号的功率要求，提高小区覆盖率，因此，分布式天线系统最初用于解决室内无线通信的覆盖问题，然后逐步被运用到CDMA系统中。

众所周知，多输入多输出(Multi-Input Multi-Output，简称MIMO)通信技术是新一代无线通信系统的关键技术之一，其具有良好的频谱效率，较高的系统容量和较好的通信质量。MIMO通信方法采用空时编码技术，该技术中使用的空时码主要包括如下两大类：一类是基于发射分集的空时格码(SpaceTime Trellis Codes，简称STTC)和空时分组码(Space Time Block Codes，简称STBC)；另一类是基于非发射分集的分层空时码(Layered Space TimeCodes，简称LSTC)。

空时格码是一种综合考虑信道编码、调制、发射分集和接收分集的设计，能够提供较大的编码增益、频谱利用率和分集增益的编码方式。空时格码的性能很好，但其解码的复杂度相当高。具体而言，当发射天线数固定时，空时格码的解码复杂度(由解码器的网格状态数度量)随传输速率成指数级增长。有鉴于此，Alamouti提出了一种简单的两天线发射分集方案，并给出了较为简单的解码算法。Tarkh等人从中受到启发，应用正交理论，将该方案推广到具有任意发射天线数的发射分集系统，由此提出了空时分组码。空时分组码与空时格码相比，虽然性能有所降低，但解码复杂度被大大降低。

分层空时码是将信源数据分为几个并行的子数据流，对它们独立地进行编码和调制的技术，故它不是基于发射分集的。贝尔实验室的Foschini等人首先提出了一种对角分层空时码(Diagonal Bell Labs Layered Space Time Code，简称D-BLAST)，发射信息按照对角线进行空时编码，在独立的瑞利衰落环境下，这种结构获得了巨大的理论容量，它的容量随发射天线的数目线性增长，可以达到90％的香农信道容量，虽然D-BLAST具有较好的空时特性和层次结构，但是它的一个缺陷就是复杂度太高，实际应用困难。随后提出了水平分层空时码(Horizontal BLAST，简称H-BLAST)和垂直分层空时码(VerticalBLAST，简称V-BLAST)。虽然H-BLAST的译码简单，但其空时特性比较差；而V-BLAST的性能较好，译码复杂度也不大，因此得到广泛应用。基于V-BLAST结构的系统已经在实验室进行了实验验证，在室内慢衰落的环境下，该系统的频谱效率高达40bit/s/Hz。

基于V-BLAST结构的MIMO通信方法存在众多成熟的信号解码算法，如最大似然算法、迫零算法、最小均方误差算法等。下面以迫零(Zero-Forcing，简称ZF)算法为例，介绍基于V-BLAST结构的MIMO信号检测算法。

如图2所示，发射端的发射数据141通过V-BLAST编码151，将发射数据编码成并行的M路数据符号流从天线111上发射，经过无线信道以后，在接收端被N个接收天线112同时接收，并将接收到的信号进行V-BLAST解码152，比如采用迫零检测，最后将发射数据恢复142。

将等效基带发射信号M维矢量定义为a＝(a₁ a₂ … a_M)^T，a_k表示第k个发射天线的数据，对应的接收信号矢量为r＝(r₁ r₂ … r_N)^T，可表示为

r＝Ha+N                   (1)

其中

h_i，j表示从第j个发射天线到第i个接收天线的信道衰落因子，假设不同的h_i，j之间相互独立，N表示接收端的高斯噪声矢量。

通过直接求逆的迫零检测方法表示如下，发射信号矢量的估计值为

                     ＝a+H^N                  (2)

其中，(□)^表示矩阵的伪逆(Moore-Penrose，简称MP)。该方法的原理是直接对信道矩阵进行求逆操作，然后用该逆矩阵左乘接收的信号矢量，再同时对各个分量进行译码，该方法的优点是简单，复杂度低，缺点是译码效果较差。

将分布式天线系统和MIMO系统的特点结合起来，形成了分布式MIMO系统。分布式MIMO系统融合了分布式天线系统和MIMO技术的优点，能够有效降低对发射信号的功率要求，提高小区覆盖率，达到良好的频谱效率，较高的系统容量和较好的通信质量。

现有对分布式MIMO技术的研究主要有分布式MIMO的信道模型、分布式MIMO系统的信道容量、分布式MIMO的频谱利用率以及分布式MIMO相干检测算法。在分布式MIMO系统的下行链路中，由于发射天线分布在不同地理位置，不同发射天线到接收天线信道传播时延不相等，导致了从不同天线发射的信号不能同时到达接收天线，因此传统的MIMO检测技术不再适用。在2006年1月出版的《电子与信息学报》第28卷第1期的第135～138页(以下简称文献一)，提出了一种基于V-BLAST结构的分布式MIMO相干检测算法，有效地解决了这一问题。

如图3所示，基于V-BLAST结构的分布式MIMO相干检测算法具体的技术方案如下：

假设每个发射天线113一次共发射S个数据符号，发射数据b通过分布式MIMO编码模块161和添加保护间隔模块170后，M个天线上的发射信号如图4所示。其中，发射天线k上的低通等效复基带信号可表示为：

$s_k\left(t\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=1}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}{b}_k\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s),k=1,\·\·\·,M...\left(3\right)$

其中b_k(i)为第k个发射天线第i个符号持续时间内发射的符号， $b_k\left(i\right)=0,i\∉\{\mathrm{0,1},\·\·\·,S-1\};$ E_s为符号功率，不失一般性，这里设发射天线采用平均功率分配，则每个发射天线的发射功率为

T_s为数据符号周期；g(t)为发射天线的等效复基带波形，不失一般性，这里设g(t)满足：g(t)＝0，t≠[0，T_s)； ${\left|\right|g\left(t\right)\left|\right|}^2={\∫}_0^{T_s}g\left(t\right)g^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}=1,$ 其中上标*表示复共轭。

文献一是采用单径瑞利衰落信道，并假设信道状态信息在接收端已知。故在接收端第j个接收天线上的信号可表示为

$r_j\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{j,k}\left(i\right)s_k(t-{\mathrm{\τ}}_k)+n_j\left(t\right)...\left(4\right)$

其中h_j，k(i)，是第i个发射符号期间，发射天线k到接收天线j的复信道衰落因子。τ_k表示第k个发射天线的发射信号经过无线信道后到达接收端的信道传播时延，并且满足0≤τ_k＜T_s。不失一般性，将发射天线排列使得0≤τ₁＜τ₂＜…＜τ_M＜T_s。n_j(t)是第j个接收天线上的加性复高斯白噪声，其均值为零，方差为σ_j ²。

如图5所示，第j个接收天线114上的信号r_j(t)由第j个子接收端190接收：首先通过匹配滤波器组对不同发射天线到达接收天线j的信号进行匹配滤波，该匹配滤波器组包括M个匹配滤波器。接收信号通过发射天线m的匹配滤波器后l时刻的输出为

$y_j^m\left(l\right)={\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{r}_j\left(t\right)g^{*}(t-l{T}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}...\left(5\right)$

将式(3)和式(4)带入式(5)得

$y_j^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\∫}_{l{T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{b}_k\left(i\right)h_{j,k}\left(i\right)g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)g^{*}(t-\mathrm{lT}-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}$

$+{\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{n}_j\left(t\right)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}$ (6)

假设

$R_{m,k}(l-i)={\∫}_{l{T}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}g(t-{\mathrm{iT}}_s-{\mathrm{\τ}}_k)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}...\left(7\right)$

$n_j^m\left(l\right)={\∫}_{{\mathrm{lT}}_s+{\mathrm{\τ}}_m}^{(l+1)T_s+{\mathrm{\τ}}_m}{n}_j\left(t\right)g^{*}(t-{\mathrm{lT}}_s-{\mathrm{\τ}}_m)\mathrm{dt}...\left(8\right)$

则式(8)可化简为

$y_j^m\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{k=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{R}_{m,k}(l-i)h_{j,k}\left(i\right)b_k\left(i\right)+n_j^m\left(l\right)...\left(9\right)$

引入M×M的信道相关矩阵R(l-i)，其元素为R_m，k(l-i)。R(l-i)满足R(l-i)＝R^H(i-l)，其中(□)^H表示复共轭转置。由g(t)满足的条件和0≤τ₁＜τ₂＜…＜τ_M＜T_s可得

R(l-i)＝0，|l-i|＞1          (10)

设第j个接收天线在第l个符号对应时隙的对角信道矩阵为h_j(l)＝diag{h_j，1(l)，h_j，2(l)，…，h_j，M(l)}，第j个接收天线匹配滤波器组在l＝0，1，…，S-1时刻的输出式(9)可表示为向量形式

$y_j\left(l\right)=\sqrt{\frac{E_s}{M}}\underset{i=0}{\overset{S-1}{\mathrm{\Σ}}}R(l-i)h_j\left(i\right)b\left(i\right)+n_j\left(l\right)...\left(11\right)$

$y_j\left(l\right)={(y_j^1\left(l\right),y_j^2\left(l\right),\·\·\·,y_j^M\left(l\right))}^T,b\left(i\right)={(b_1\left(i\right),b_2\left(i\right),\·\·\·,b_M\left(i\right))}^T,n_j\left(l\right)={(n_j^1\left(l\right){,n}_j^2,\·\·\·,n_j^M\left(l\right))}^T.$

从式(11)可以看出，由于分布式MIMO的信道传播时延的影响，发射天线第l个符号时隙内发射的信号同时受到了部分其他时隙发射信号的干扰。这是分布式MIMO与传统MIMO最根本的不同之处，这一特点决定了传统MIMO的信号检测理论在分布式MIMO中不再适用。

下面把式(11)表示成更简洁的矩阵形式。定义时延相关矩阵 和信道矩阵H_j：

H_j＝diag{h_j(0)，h_j(1)，…，h_j(S-1)}           (13)

其中， 为SM×SM的块对称Toeplitz矩阵，H_j是SM×SM对角矩阵。设 $Y_j={(y_j^T\left(0\right),y_j^T\left(1\right),\·\·\·,y_j^T(S-1))}^T,b={(b^T\left(0\right),b^T\left(1\right),\·\·\·,b^T(S-1))}^T,n_j={(n_j^T\left(0\right),n_j^T\left(1\right),\·\·\·,n_j^T(S-1))}^T$ 则从符号时隙0到S-1在接收天线j上进行匹配滤波后提取到的信号Y_j可表示为：

基于上式，传统MIMO的检测算法如迫零检测、排序干扰对消(OrderedSuccessive Interference Cancellation，简称OSIC)可用于分布式MIMO系统。下面以迫零检测为例，从第j个接收天线检测的M个发射天线发射的SM个符号的估计为：

其中，(□)^-1代表矩阵求逆。由于

是满秩的。

以上描述的是分布式MIMO系统的接收端为单天线的情况。当接收端为多天线时，将总共N个接收天线上所检测的发射信号进行合并(如最大比合并)，能够更精确地恢复出发射符号。基于式(14)，以最大比合并为例：

$Y=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j^H{Y}_j...\left(16\right)$

对式(16)进行迫零检测可得

上述分布式MIMO系统的相干检测算法中采用理想信道估计，假设信道衰落因子在接收端已知，并未给出分布式MIMO系统的信道估计方法。

综上，现有的分布式MIMO系统相干检测算法都是假设信道衰落因子在接收端已知，但并未给出分布式MIMO系统信道估计的方法。

发明内容

本发明解决的技术问题是公开了一种分布式多输入多输出系统及信道估计方法，以在单径瑞利衰落信道条件下，利用导频序列相辅助实现分布式多输入多输出(MIMO)系统中的信道估计。

为解决上述问题，本发明公开了一种分布式多输入多输出系统，包括发射端和接收端，所述发射端包括分布式多输入多输出编码模块，用于将输入的发射数据编码为多路并行的数据流且将每路数据流设置为若干预定长度的数据段输出，关键是，所述发射端还包括：

多路并行的发射电路，分别与所述的分布式多输入多输出编码模块信号输出端连接，所述发射电路用于将分布式多输入多输出编码模块输出的一路数据流作插入导频序列、添加保护间隔的处理以组成数据帧，并将该数据帧射频发射；

所述接收端具体包括：

多路并行的接收电路，用于接收所述发射端射频发射的数据帧，并从所述数据帧中获取所述导频序列以及所述数据段；

导频符号模块，用于输出对应所述发射电路路数且为预定长度的导频序列；

信道估计模块，用于根据所述接收电路获取的导频序列以及所述导频符号模块输出的导频序列获取信道估计矩阵。

所述发射电路具体包括：

导频符号模块，用于产生预定长度的导频序列；

插入导频模块，用于将所述导频符号模块产生的导频序列插入至所述数据流的数据段；

添加保护间隔模块，用于对经过所述插入导频模块处理后的所述数据流中的数据段和导频序列添加预定长度的保护间隔；

帧形成模块，用于将所述添加保护间隔模块的输出组成数据帧并输出；

发射天线，通过信号传输有线媒介与所述帧形成模块相连，用于将所述数据帧经过射频处理后发射。

所述保护间隔的预定长度为该分布式多输入多输出系统信道中的最大信道传播时延的长度。

所述接收端还包括：

分布式多输入多输出解码模块，用于根据所述信道估计矩阵从所述接收电路中的数据段获取所述发射数据的估计值。

所述接收电路具体包括：

接收天线，用于接收所述发射端发射的所述数据帧；

提取导频模块，通过信号传输有线媒介与所述接收天线相连，用于从所述数据帧中提取导频序列以及数据段。

相应地，本发明还公开一种分布式多输入多输出系统的信道估计方法，关键是，包括：

发射数据编码步骤：通过分布式多输入多输出编码将发射数据编码为多路并行的数据流，并将每路数据流设置为若干预定长度的数据段输出；

数据发射步骤：将发射数据形成的并行多路数据流分别作插入导频序列、添加保护间隔的处理后形成数据帧并射频发射输出；

数据接收步骤：接收所述数据发射步骤发射的数据帧，并从中获取导频序列以及数据段；

信道估计步骤：根据所述数据接收步骤中获取的导频序列以及所述导频符号模块输出的导频序列获取信道估计矩阵。

所述数据发射步骤包括：

插入导频序列步骤：将预定长度的导频序列插入至所述数据流的数据段；

添加保护间隔步骤：将经过所述插入导频序列步骤处理后的所述数据流中的数据段和导频序列添加预定长度的保护间隔；

帧形成步骤：将经过所述添加保护间隔步骤处理后的所述数据流组成数据帧并输出；

无线发射步骤：通过分布式天线将所述数据帧射频发射输出。

所述数据接收步骤包括：

无线接收步骤：通过分布式天线接收所述数据发射步骤发射的所述数据帧；

提取导频步骤：从所述数据帧中分别获取导频序列以及数据段。

所述信道估计步骤为采用多输入多输出信道估计法来获取信道估计矩阵。

所述多输入多输出信道估计法为最小二乘信道估计法。

本方法还包括：发射数据恢复步骤：根据所述信道估计步骤中的信道估计矩阵从所述数据接收步骤中的数据段获取所述发射数据的估计值。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

(1)本发明提供了一种分布式MIMO系统及信道估计方法，有效地解决了分布式MIMO系统中的信道估计问题；

(2)本发明对导频序列个数的要求较低，只要使用导频序列超过一个即能够较好地完成信道估计；

(3)一个数据帧中包括的导频序列的个数和数据段的个数可根据工程的实际需要进行调节，在导频序列个数越少，数据段的个数越多的情况下，可提高该分布式MIMO系统的数据传输效率；

(4)本发明与现有MIMO系统的信道估计方法有较好的兼容性：现有MIMO信道估计方法中的最小二乘、最小均方误差等均可扩展用于本发明中，现有MIMO系统中的导频序列也可用于本发明中。

附图说明

图1是分布式天线示意图。

图2是MIMO系统中采用V-BLAST编码技术进行无线通信的示意图。

图3是现有分布式MIMO系统示意图。

图4是图3所示系统中，对发射数据段添加保护间隔后的组成示意图。

图5是图3所示系统中接收端的工作原理示意图。

图6是本发明的分布式MIMO系统示意图。

图7是本发明的一个数据帧的具体实施例的示意图。

图8是本发明方法的流程示意图。

具体实施方式

请参看图6所示，为本发明所公开的一种分布式多输入多输出(MIMO)系统，该系统包括发射端和接收端两部分，发射数据b在单径瑞利衰落信道条件下，利用导频序列的辅助方式从所述发射端以数据帧射频发射输出，而所述接收端接收所述数据帧并从中获取所述导频序列，并根据插入至所述发射数据中的导频序列以获取该分布式MIMO系统的信道估计。

所述发射端包括：

分布式多输入多输出(MIMO)编码模块210，采用MIMO系统中的分层空时编码技术(如V-BLAST)，该分布式MIMO编码模块210用于将输入的发射数据b编码为M(M为正整数)路并行的数据流，且根据现有技术(文献一)将每路数据流设置为若干预定长度S的数据段输出；

多路并行的发射电路220，分别与所述的分布式MIMO编码模块210信号输出端连接，所述发射电路220用于将所述分布式MIMO编码模块210输出的一路数据流作插入导频序列、添加保护间隔的处理以组成数据帧，并将该数据帧射频发射。

其中，所述发射电路220包括：

导频符号模块221，用于产生预定长度L的导频序列；

插入导频模块222，用于将所述导频符号模块221产生的导频序列插入至所述数据流的数据段；

添加保护间隔模块223，用于对经过所述插入导频模块222处理后的所述数据流中的数据段和导频序列添加预定长度的保护间隔；

帧形成模块224，用于将所述添加保护间隔模块223的输出组成数据帧并输出；

发射天线225，通过信号传输有线媒介与所述帧形成模块224相连，用于将所述数据帧经过射频处理后发射。

所述保护间隔的预定长度为该分布式多输入多输出系统信道中的最大信道传播时延τ_max的长度。

请参看如图7，给出一种数据帧的实施例的示意图。在该示意图中，假设J个数据段后插入一个导频序列，其中J由信道的变化情况确定，保证J个数据段和一个导频序列所经历的信道情况近似；因此，每一数据帧包括J个数据符号段和一个导频序列。

所述接收端包括：

N(N为正整数)路并行的接收电路230，用于接收所述发射端射频发射的数据帧，并从所述数据帧中获取所述导频序列Y_j，p以及所述数据段；

导频符号模块240，用于输出对应所述发射电路220路数且为预定长度L的导频序列c_p，也即输出的是M个发射天线225上的导频序列组成的长度为L×M的序列；

信道估计模块250，用于根据所述接收电路230获取的导频序列Y_j，p以及所述导频符号模块240输出的导频序列c_p获取信道估计矩阵；

分布式MIMO解码模块260，用于根据所述信道估计矩阵从所述接收电路230中的数据段获取所述发射数据的估计值。

其中，所述接收电路230包括：

接收天线231，用于接收所述发射端发射的所述数据帧；

提取导频模块232，通过信号传输有线媒介与所述接收天线231相连，用于从所述数据帧中提取导频序列Y_j，p以及数据段。

所述信道估计模块250根据所述导频序列Y_j，p以及所述导频序列c_p，可组成类似如式(14)所示的矩阵表示：

并且，所述信道估计模块250为采用现有MIMO系统信道估计法来获取信道估计矩阵，例如，采用最小二乘(Least Square，简称LS)信道估计法。以下以LS信道估计法为例，并结合现有技术，估计出的信道矩阵表示如下：

将按上述信道估计方法估计出的信道矩阵 ${\hat{H}}_j(j=\mathrm{1,2},\·\·\·,N)$ 输入至所述分布式多输入多输出(MIMO)解码模块260，则所述分布式MIMO解码模块260可从所述接收电路230中的数据段获取所述发射数据b的估计值。

对应的，本发明还公开了一种分布式多输入多输出(MIMO)系统的信道估计方法，应用于前述的分布式MIMO系统，用于对该分布式MIMO系统的信道估计。

请参看图8所示。本方法包括：

发射数据编码步骤s310：通过分布式MIMO编码(如V-BLAST)将发射数据b编码为M路并行的数据流，并将每路数据流设置为若干预定长度S的数据段输出；

数据发射步骤：将发射数据形成的并行多路数据流分别作插入导频序列、添加保护间隔的处理后形成数据帧并射频发射输出；

所述数据发射步骤具体包括：

插入导频序列步骤s320：将预定长度L的导频序列插入至所述数据流的数据段；

添加保护间隔步骤s330：将经过所述插入导频序列步骤s320处理后的所述数据流中的数据段和导频序列添加预定长度的保护间隔；

帧形成步骤s340：将经过所述添加保护间隔步骤s330处理后的所述数据流组成数据帧并输出；

无线发射步骤s350：通过分布式天线将所述数据帧射频发射输出。

数据接收步骤：接收所述数据发射步骤发射的数据帧，并从中获取导频序列以及数据段；

所述数据接收步骤具体包括：

无线接收步骤s360：通过分布式天线接收所述数据发射步骤发射的所述数据帧；

提取导频步骤s370：从所述数据帧中分别获取导频序列以及数据段。

信道估计步骤s380：根据所述数据接收步骤中获取的导频序列Y_j，p以及所述导频符号模块240输出的导频序列c_p获取信道估计矩阵 ${\hat{H}}_j(j=\mathrm{1,2},\·\·\·,N)$ (见前述式(19)所示)。

其中，所述信道估计步骤s380为采用现有MIMO系统信道估计法来获取信道估计矩阵，比如为最小二乘信道估计法。

另外，在本发明中，还包括发射数据恢复步骤，根据所述信道估计步骤中的信道估计矩阵从所述数据接收步骤中的数据段获取所述发射数据的估计值。即：将按上述信道估计方法估计出的信道矩阵 ${\hat{H}}_j(j=\mathrm{1,2},\·\·\·,N)$ 输入至所述分布式MIMO解码模块260，则所述分布式MIMO解码模块260可从所述接收电路230中的数据段获取所述发射数据b的估计值。

本发明中，用于连接所述发射天线225以及所述接收天线231的所述信号传输有线媒介为光纤、或电缆。并且，现有MIMO系统的信道估计方法，比如最小二乘、最小均方误差等信道估计方法均可扩展用于本发明的分布式MIMO系统信道估计中；现有MIMO系统中的导频序列也可用于本发明分布式MIMO系统的信道估计中。

综上，本发明提供的一种分布式MIMO系统及信道估计方法，有效地解决了分布式MIMO系统中的信道估计问题，与现有技术相比，该发明具有如下有益效果：

(1)本发明对导频序列个数的要求较低，只要使用导频序列超过一个即能够较好地完成信道估计；

(2)一个数据帧中包括的导频序列的个数和数据段的个数可根据工程的实际需要进行调节，在导频序列个数越少，数据段的个数越多的情况下，可提高该分布式MIMO系统的数据传输效率；

(3)本发明与现有MIMO系统的信道估计方法有较好的兼容性：现有MIMO信道估计方法中的最小二乘、最小均方误差等均可扩展用于本发明中，现有MIMO系统中的导频序列也可用于本发明中。

以上实施例仅用以说明本发明而并非限制本发明所描述的技术方案；因此，尽管本说明书参照上述的各个实施例对本发明已进行了详细的说明，但是，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或者等同替换；而一切不脱离本发明的精神和范围的技术方案及其改进，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (12)

1.一种分布式多输入多输出系统，包括发射端和接收端，所述发射端包括分布式多输入多输出编码模块，用于将输入的发射数据编码为多路并行的数据流且将每路数据流设置为若干预定长度的数据段输出，其特征在于，所述发射端还包括：

多路并行的发射电路，分别与所述的分布式多输入多输出编码模块信号输出端连接，所述发射电路用于将分布式多输入多输出编码模块输出的一路数据流作插入导频序列、添加保护间隔的处理以组成数据帧，并将该数据帧射频发射；

所述接收端包括：

多路并行的接收电路，用于接收所述发射端射频发射的数据帧，并从所述数据帧中获取所述导频序列以及所述数据段；

导频符号模块，用于输出对应所述发射电路路数且为预定长度的导频序列；

信道估计模块，用于根据所述接收电路获取的导频序列以及所述导频符号模块输出的导频序列获取信道估计矩阵。

2.根据权利要求1所述的分布式多输入多输出系统，其特征在于，所述发射电路具体包括：

导频符号模块，用于产生预定长度的导频序列；

插入导频模块，用于将所述导频符号模块产生的导频序列插入至所述数据流的数据段；

添加保护间隔模块，用于对经过所述插入导频模块处理后的所述数据流中的数据段和导频序列添加预定长度的保护间隔；

帧形成模块，用于将所述添加保护间隔模块的输出组成数据帧并输出；

发射天线，通过信号传输有线媒介与所述帧形成模块相连，用于将所述数据帧经过射频处理后发射。

3.根据权利要求2所述的分布式多输入多输出系统，其特征在于，所述保护间隔的预定长度为该分布式多输入多输出系统信道中的最大信道传播时延的长度。

4.根据权利要求1所述的分布式多输入多输出系统，其特征在于，所述接收端还包括：

分布式多输入多输出解码模块，用于根据所述信道估计矩阵从所述接收电路中的数据段获取所述发射数据的估计值。

5.根据权利要求4所述的分布式多输入多输出系统，其特征在于，所述接收电路具体包括：

接收天线，用于接收所述发射端发射的所述数据帧；

提取导频模块，通过信号传输有线媒介与所述接收天线相连，用于从所述数据帧中提取导频序列以及数据段。

6.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

数据发射步骤：将发射数据形成的并行多路数据流分别作插入导频序列、添加保护间隔的处理后形成数据帧并射频发射输出；

数据接收步骤：接收所述数据发射步骤发射的数据帧，并从中获取导频序列以及数据段；

信道估计步骤：根据所述数据接收步骤中获取的导频序列以及所述导频符号模块输出的导频序列获取信道估计矩阵。

7.根据权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于，所述数据发射步骤还包括：

发射数据编码步骤：通过分布式多输入多输出编码将发射数据编码为多路并行的数据流，并将每路数据流设置为若干预定长度的数据段输出。

8.根据权利要求7所述的信道估计方法，其特征在于，所述数据发射步骤包括：

插入导频序列步骤：将预定长度的导频序列插入至所述数据流的数据段；

添加保护间隔步骤：将经过所述插入导频序列步骤处理后的所述数据流中的数据段和导频序列添加预定长度的保护间隔；

帧形成步骤：将经过所述添加保护间隔步骤处理后的所述数据流组成数据帧并输出；

无线发射步骤：通过分布式天线将所述数据帧射频发射输出。

9.根据权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于，所述数据接收步骤包括：

无线接收步骤：通过分布式天线接收所述数据发射步骤发射的所述数据帧；

提取导频步骤：从所述数据帧中分别获取导频序列以及数据段。

10.根据权利要求6所述的信道估计方法，其特征在于，所述信道估计步骤为采用多输入多输出信道估计法来获取信道估计矩阵。

11.根据权利要求10所述的信道估计方法，其特征在于，所述多输入多输出信道估计法为最小二乘信道估计法。

12.根据权利要求6至11任一项所述的信道估计方法，其特征在于，还包括：

发射数据恢复步骤：根据所述信道估计步骤中的信道估计矩阵从所述数据接收步骤中的数据段获取所述发射数据的估计值。

Images