CN1874111A

CN1874111A - 超导储能系统

Info

Publication number: CN1874111A
Application number: CNA2005100118358A
Authority: CN
Inventors: 赵彩宏; 郭文勇; 李学斌; 肖立业; 林良真; 余运佳
Original assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Current assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Priority date: 2005-06-01
Filing date: 2005-06-01
Publication date: 2006-12-06
Anticipated expiration: 2025-06-01
Also published as: CN1874111B

Abstract

一种输配电网的超导储能系统，主要包括：多电平级联式逆变器，不对称式电流调节器，超导磁体[L]及其控制系统；超导磁体与不对称式电流调节器的电流源换流器相连，电流调节器的多个电压源换流器的直流输出端与多电平逆变器的多个逆变单元的直流输入端相连；多电平逆变器的交流侧出口处和双向晶闸管并联后和电网串联，电流调节器将超导磁体中的大电流转化为稳定的直流电压供给多电平级联逆变器的直流端，而多电平级联逆变器的交流端串入电网。电流调节器的电压单元移相控制方式，电流单元通过电压单元提供的辅助电势，在电流换相时实现零电流关断。器件开关控制上采用相移SPWM方式。本发明可减少开关损耗，延长开关管的寿命，系统维护方便。

Description

超导储能系统

技术领域

本发明涉及一种输配电网的超导储能电路。

背景技术

由于电能本身的特殊性，电力系统一直缺乏能量贮存和功率控制环节。目前大系统的发展和电力市场的要求，电力系统越来越需要可以进行功率灵活控制的环节。目前的贮能方式主要有电池贮能、超级电容贮能及抽水蓄能。电池贮能充放电速度慢，不能满足瞬时大功率交换，以及存在环境污染问题；超级电容贮能容量小，且充放电次数有限；抽水蓄能则受环境限制，效率太低。而超导贮能，贮能密度高，寿命长，无污染，特别适合短时间与系统进行大功率交换。

超导储能系统的主电路部分由超导磁体、DC/DC变换器和DC/AC变换器三部分组成。构成DC/DC变换器的电流调节器和构成DC/AC变换器的换流器构成了超导储能系统的主体电路结构，在超导储能系统中起着关键的作用。

目前储能系统中常用的电流调节器，均采用充放电设备各一套的方案，例如美国专利Pub.No.US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，美国专利5,181,170“超导磁体及其供电装置”。上述现有技术中：充电可完成两个功能：稳态时给超导磁体充电并维持磁体电流恒定；放电设备即斩波器完成快速放电功能。存在的问题是：充放电不仅需要两套设备，而且充电设备如果既要保持磁体电流恒定又要完成快速充电功能则容量非常大，如美国专利6,157,094“超导磁体及其供电装置”；放电设备，图1示的US2002/0030952“超导磁体放电方法及装置”，具体结构图中10、11为磁体部分，19为磁体充电电源，其它部分为放电部分，也即斩波器，它将超导磁体的电流直接变换成电压。它由开关22和23直接对磁体电流进行斩切，这使得开关损耗非常大，并且直流电压25部分需要的电容器容量非常大，从而磁体的励磁电压大，这不仅不利于磁体的稳定，而且使得磁体交流损耗增大，提高了磁体的运行费用。

目前超导储能用的逆变器，由于前端电流调节器只有单个电压输出端口，所以一般采用非级联型的逆变器。为了满足大功率的要求，这必然要求开关管的容量非常大，甚至要求对开关管进行串并联，这样必然影响逆变器的稳定型，也不利于维护。而且，由于在大功率的场合，开关管的频率也不可能很高，所以，也不能有效地抑制谐波。

发明内容

为克服已有技术的不足，本发明提供能够实现对电力系统的稳态和暂态调节的一种超导储能装置，它的主要组成部分包括：多电平级联式逆变器，不对称式电流调节器，超导磁体及其控制系统。

超导磁体与不对称式电流调节器的电流源换流器相连，不对称式电流调节器的多个电压源换流器的直流输出端与多电平逆变器的多个逆变单元的直流输入端相连，多电平逆变器的交流侧出口处和双向晶闸管并联后和电网串联。不对称式电流调节器将超导磁体中的大电流转化为稳定的直流电压供给多电平级联逆变器的直流端，而多电平级联逆变器的交流端串入电网，以电网同频率的形式对电网进行稳态和暂态调节。

本发明的电流调节器采用不对称式电流调节器。它由电压单元、变压器单元与电流单元三部分组成。电压单元为多个直流侧为电容器的电压源换流器，电流单元为一个直流侧接超导磁体的电流源换流器，电压源换流器的交流输出侧与分立变压器原边相连，电流源换流器的交流输出侧与串联变压器副边的两端相连，其中变压器单元由多个变压器串联而成，变压器的数量等于电压源换流器的数量。

电流调节器的充放电采用辅助电势移相控制，电压单元采用全桥移相控制方式，电路单元采用两支路交替开通的控制方式；在充放电过程中，保持电压单元可控管的导通角和其中一桥臂相位恒定，通过另一桥臂相位的变化来调节移相角，即所谓占空比，控制电流调节器能量传输的大小；在电流单元两支路换向时刻，电压单元为其提供一辅助电势，使可控管在关断之前流过它的电流降为零。

本发明的电流调节器不仅可以给磁体充电，还可以将磁体中贮存的电能释放出去，并且充放电电压灵活可调。电流调节器的电流单元电流大但电压低，而电压单元电流和电压对于开关容量来说都不大，这不仅降低了开关损耗，还可以提高开关频率，从而大大减小了电压单元中的电容器的容量，缩小了变压器单元中变压器的体积，从而提高了功率密度和系统性能。电流调节器中由于有多个电压源换流器，所以电压单元可以接入级联型逆变器，既可以减少单个电压源换流器的容量，又可以从整体上提高充放电的功率。由于只接入一个超导磁体，所以电流源换流器的数量可以只用一个，这样可以减少开关管的数量，从而减少器件成本。同电压单元只用一个电压源换流器的电流调节器相比，由于采用了多个电压源换流器，所以可以大大提高充放电的功率。而同采用单个电流调节器模块进行串联的结构相比，本电流调节器只需用一个电流源换流器，从而可以在确保性能的前提下大大降低成本。电压单元采用全桥移相控制方式，电流单元通过电压单元提供的辅助电势，在电流换相时实现零电流关断。它结构简单紧凑，功率密度高，体积小，不仅提高了磁体充放电系统的性能，而且能大大减少成本。由于实现了零电流关断，还大大减少了开关损耗，提高了效率，并延长了开关管的寿命。

本发明中的级联逆变器由多个功率单元级联而成。每个功率单元为一个H桥逆变器。H桥逆变器由两个桥臂并联而成。每个桥臂由两个开关管串联而成。桥臂的两端构成H桥逆变器的直流端，两个桥臂的中点构成H桥逆变器的交流端。H桥逆变器的交流端相互串联，最后构成一个统一的交流电压输出端。H桥逆变器的直流端并联一个滤波电容，在本发明中，此滤波电容由不对称式电流调节器的直流输出端的电容提供。滤波电容保证功率单元直流侧电压稳定，功率单元根据控制要求将直流电压转换为需要的实时控制电压，对电网电压进行补偿；并可以与电网进行有功无功交换，维持电网电压的相位与电流相位关系，保证电网工况符合质量要求；同时，通过与电网功率交换保证储能系统本身有功能量的需要。

本发明采用级联型逆变器具有如下优势：1、易于构成大容量功率系统。2、电网三相可以分别控制，三项之间不会相互干扰。3、可以省去连接变压器。4、系统方便维护。

本发明中，不对称电流调节器将超导磁体中的大电流转化为直流输入端稳定的电压，提供给级联逆变器的直流电压输入端，级联逆变器将不对称电流调节器提供的稳定的直流电压根据电网的需要，转化为与电网同频率的交流电压，对电网进行稳态和暂态调节，提高了电网的稳定形，改善了电能的质量。本发明中的不对称电流调节器具有充放电灵活可调，开关损耗小，充放电功率大，开关管使用数量省等优点；而级联逆变器具有功率大，谐波小，维护方便等优点。这些优点的集合，极大地提高了本发明储能系统的性能，使本发明具有更强的实用性和更高的可靠性。

附图说明

图1为现有技术美国专利US2002/0030952的原理图。

图2为本发明的基本结构连接框图。

图3为本发明的主线路图。其中S1、S2、S3……Sn为开关，C1、C2、C3……Cn为电容器，TR1、TR2、TR3……TRn为变压器，L为超导磁体。

图4为本发明的实施例。其中G1、G2、G3、G4为晶闸管，T15、T16、T17……T38，K11、K12……K34为IGBT，C1、C2、C3为电容器，TR1、TR2、TR3为变压器，L为超导磁体。

图5为本发明中不对称式电流调节器之移相充电控制方式的原理图。

图6为本发明中不对称式电流调节器之移相放电控制方式的原理图。

图7为功率单元的拓扑结构图。

图8为3个功率单元的级联逆变器拓扑结构图。C1、C2、C3为电容，K11、K12……K34为开关。

图9为相移SPWM方式产生原理图。

图10为级联逆变器的开关信号图。

图11为级联逆变器的输出电压图。

图12为级联逆变器的实施例图，C1、C2、C3为电容，K11、K12……K34为IGBT。

图13为级联逆变器实施例的开关信号图。

图14为级联逆变器实施例的输出电压图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步描述。

如图2所示，多电平级联逆变器出口处和双向晶闸管并联后和电网串联。不对称式电流调节器电流侧与超导磁体和AC/DC充电回路串联，它的多个电压出口直接接到级联逆变器的输入端。不对称式电流调节器既可以给超导磁体充电，又可以给超导磁体放电。由于不对称式电流调节器即可充电又可放电，AC/DC充电回路可加可不加。多电平级联逆变器的输出一端接到上级网络，另一端接到非线性负载上。

图3所示为本发明的主线路图。超导磁体L与分别由开关S1和S3、S2和S4两两串联组成的电流源换流器CSC的两个桥臂并联，两个桥臂的中点与副边相互串联的变压器TR1、TR2……TRn的两个端口相连。变压器TR1的原边与分别由开关S15和S17、S16和S18两两串联组成的电压源换流器VSC1的两个桥臂的中点相连，电压源换流器VSC1的直流侧与电容C1和由开关K11和K13、K12和K14两两串联组成的功率单元P1的两个桥臂并联。其它变压器TR2……TRn、电压源换流器VSC2……VSCn和功率单元P2……Pn的结构和连接方式同上述。每个功率单元的中点引出线将功率单元P1……Pn的输出端相互串联，最后构成统一的交流电压输出端。除去功率单元P1……Pn的上述电流源换流器CSC、变压器TR1、TR2……TRn、电压源换流器VSC1……VSCn构成了不对称式电流调节器。

本发明的不对称式电流调节器的工作过程分析如下。

充电时各个电压源换流器的工作过程基本相同。以电压源换流器VSC1和电流源换流器的工作过程为例。S15和S17导通角相差180°，中间相隔一小段死区。S18和S15亦相差180°，中间相隔一小段死区。S15和S17为超前桥臂，S18和S16为滞后桥臂。当分别将组成电压换流器VSC1的开关S15与S18、S16与S17交替开断时，电压源换流器VSC1的交流输出侧，即变压器TR1的原边输出为交流方波，变压器TR1的副边输出为交流方波，此时电流源换流器CSC的开关S1、S2、S3、S4工作于整流状态，给磁体L充电。磁体L两端充电电压的大小可由调节电压换流器VSC1的开关S15与S18、S16与S17的占空比来调节。逻辑关系如下：开关S15与S18闭合，S16与S17打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此时闭合开关S2、S3，变压器TR1副边两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电。若打开S15，闭合S17，则变压器TR1原边电流通过S17、S18续流，变压器TR1的原边输出电压为零，变压器TR1副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，以上为开关S15与S18、S16与S17的动作的上半周；接上半周，闭合S16，打开S18，变压器TR1的原边输出为电容器C的反向电压，为负电压，此时闭合开关S1、S4，变压器TR1副边两端输出为变压器变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体L两端电压与变压器TR1副边的两端方向相反，大小相等其值依然为正。变压器TR1变压后的电容器C1的电压与变压器变比的商，与开关S15与S18、S16与S17的动作的上半周相同，给磁体L充电；若打开S17，闭合S15，则变压器TR1原边电流通过S15、S16续流，变压器TR1的原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变，这与S15与S18、S16与S17的动作的上半周相似，为开关S15与S16、S17与S18的动作的下半周。通过调节开关S15与S17和S16与S18的相对相移，可调节磁体L两端的平均电压，即灵活调节磁体L的充电电压。电压源换流器VSC2、电压源换流器VSC3……电压源换流器n的控制方式与电压源换流器1完全相同，由于共用一个电流源换流器，所以需要协调这些电压源换流器的动作，充电时可以使这些电压源换流器的滞后桥臂的动作完全相同，通过调整超前桥臂与滞后桥臂的相对位移来灵活控制每个电压源换流器的充电功率；放电时，可以使超前桥臂的开关动作完全相同，从而使它们在换相时，都提供的辅助电势来实现零电流关断，而通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相对位移，来控制各个电压源换流器的放电功率。

放电时，设磁体的电流I方向如图3所示。对于电压源换流器VSC1和电流源换流器CSC，开关逻辑关系如下：S2、S3和S1、S4闭合，超导磁体L电流通过S2、S3和S1、S4续流，既不充电，也不放电。开关S15和S18闭合，S16和S17打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的正向电压，为正电压，副边两端输出为变压器变压后的正值电压，变压器TR1副边的电压方向与流过S1、S4的电流方向相反，从而使流过S1、S4的电流减少；而与流过S2、S3的电流方向相同，从而使流过S2、S3的电流增加。当流经S1、S4的电流降为零，打开S1、S4，从而实现了零电流关断，然后再使开关S15打开，S17闭合，则变压器TR1原边电流通过S17、S18续流，原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变。然后再使S16闭合，S18打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，副边两端输出为变压器变压后的负值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，即磁体L两端电压，它与磁体L的电流I方向相反，磁体L放电。以上为开关动作的上半周；接上半周，闭合开关S1、S4，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，副边两端输出为变压器变压后的负值电压，副边的电压方向与流过S1、S4的电流方向相同，从而使流过S1、S4的电流增加；副边的电压与流过S2、S3的电流相反，从而使流过S2、S3的电流减少。当流经S2、S3的电流降为零，打开S2、S3，从而实现了零电流关断。然后闭合S15，打开S17，则变压器TR1原边电流通过S15、S16续流，变压器TR1的原边输出电压为零，副边两端的电压也因此变为零，从而使磁体L两端电压为零，磁体L的电流I保持不变。然后再使S16打开，S18闭合，变压器TR1的原边输出为电容器C1的正向电压，为正电压，副边两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向与同名端决定的方向相同，大小为电容器C1的电压/变压器变比，也即是磁体L两端电压，它与磁体L的电流I方向相反，磁体L放电。以上为开关动作的下半周。通过调节开关S2与S3，S1与S4、S15与S18和S16与S17的在半周内的占空比，可调节磁体L两端的平均电压，即灵活调节磁体L的放电电压。电压源换流器VSC2、电压源换流器VSC3……电压源换流器VSCn的开关动作原理与电压源换流器VSC1完全相同，但是由于共用一个电流源换流器，同时为了提高换相的速率，可以使超前桥臂的开关动作完全相同，从而使电流源换流器CSC在换相时，同时提供的辅助电势，从而加快了实现零电流关断的过程，而通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相对位移，来控制各个电压源换流器的放电功率。

下面结合图7、图8、图9、图10和图11说明级联逆变器的工作原理。级联逆变器由H桥逆变器的交流输出端相互串联而成。H桥逆变器四个开关管构成。两个开关管相互串联构成一个桥臂，两个桥臂并联即构成了这种H桥逆变器。H桥逆变器两个桥臂的断点构成它的直流端。作为级联逆变器的H桥的直流端接一大电容，起到稳压和滤波的作用。H桥的两个桥臂的中点为它的交流输出端。作为级联逆变器的H桥的交流输出端相互串联，起到增大输出电压和功率，减少谐波的作用。多个功率单元[P1……Pn]级联组成多电平级联逆变器。

功率单元结构如图7所示：它由电容器Cn与分别由开关管Kn1和Kn3、Kn2和Kn4两两串联组成的H桥逆变器的两个桥臂并联而成。两桥臂的中点引出线An1、An2为它的输出端。电流调节器将超导磁体L中的电能转化为电压，通过直流侧电容Cn进行滤波得到较稳定的直流电压。功率开关Kn可以是IGBT或MOSFET等自关断功率器件。功率开关根据控制要求通断，这样每个单元在其输出端An1～An2之间形成单元电压Un，每个单元的输出电压进行叠加最终得到换流器的输出电压。n个功率单元级联可以形成大功率换流系统。n代表级联的功率单元数目，n理论上可以无限大，n越大输出波形越好，如果换流器由n个功率单元构成，则n个单元的输出电压经过叠加后在其输出端A11与An2之间形成补偿电压U，其大小为U＝U1+U2+U3+……+Un，该补偿电压可以经过输出变压器接入电网，也可直接接入电网。以3单元为例，对应级联电路拓扑如图8所示：它由三个功率单元串联而成。功率单元1由电容器C1与分别由开关管K11和K13、K12和K14两两串联组成的H桥模块的两个桥臂并联而成。两个桥臂的中点为它的交流输出端口。其余两个功率单元与功率单元1的结构完全相同。K12、K14组成桥臂的中点与K21、K23组成桥臂的中点相连，K22、K24组成桥臂的中点与K31、K33组成桥臂的中点相连，K11、K13组成桥臂的中点引出线和K32、K34组成桥臂的中点引出线构成两个输出端A11、A32。

下面取第一个功率单元为例，描述其工作状态。器件开关控制上采用相移SPWM方式，每个单元都采用同一个调制波，不同载波间进行移相，有效地减少了谐波量，提高了输出电压。在该实例中由于是3个功率单元级联，所以n＝3。假设双极性三角载波的频率为150Hz，设用于功率单元1的三角载波相位为0，则用于功率单元2的三角载波相位延迟1/6个载波周期，用于功率单元3的三角载波相位延迟2/6个载波周期。依此类推如果为n个单元级联，则相应单元载波延迟角度为(n-1)/2n个载波周期。图9为相移SPWM方式产生原理。如图所示，3个三角波依次为单元1的三角载波、单元2的三角载波、单元3的三角载波。调制波这里用正弦波表示。

图10为级联逆变器的开关信号图。用于第一个功率单元的载波信号与调制波比较(这里为正弦波)得到的一组开关信号送至K11，将这组开关信号反相后送至K13。将载波信号反相后与调制波比较，得到一组开关信号送至K14，再将这组控制信号反相后送至K12。高电平使开关器件导通，低电平使其关断，这样在单元的输出端可以得到一组PWM电压U1。第二个功率单元的载波相位延迟1/6个载波周期，在图上是第二个三角载波，同样的原理，使用这个载波与调制波相比较得到第二个功率单元的开关信号以及单元电压U2。依此类推得到第三个单元的单元电压U3。最终输出端A11与A32之间形成补偿电压U，其大小为U＝U1+U2+U3。采用相移SPWM控制方式得到的功率单元开关状态保证同桥臂不会上下同时导通，并且保证每一单元任何时候都至少有一个开关器件导通，以形成零电势通路。

通过单元1的开关信号看到当K11和K14同时导通，U1为正，K11和K14同时导通，U1为负，其余情况U1为零。但无论任何时刻均至少有一个开关器件是导通的，当只有一个开关器件导通时，那么这个功率单元此时的输出电压就为零。图11为3个单元的输出电压图以及叠加后的电压U。

图4所示为本发明的实施例。变压器单元U_T为三个独立的变压器串联而成。电压单元U_V为三个独立的电压源换流器。电压源换流器VSC1的直流侧为电容器C1与分别由绝缘门极双极型晶体管IGBT T15和T17、T16和T18两两串联组成的电压源换流器的两个桥臂并联组成，两个桥臂的中点，即电压源换流器的交流输出与变压器TR1原边相连，电压源换流器VSC2、电压源换流器VSC3的构造和电压源换流器VSC1完全相同；电流单元U_I为一电流源换流器，它的直流侧为超导磁体L与分别由晶闸管G1和G3，G2和G4两两串联组成的电流源换流器CSC的两个桥臂并联组成，两个桥臂的中点，即电流源换流器CSC的交流输出与串联变压器TR1、TR2、TR3的两端相连。电流源换流器CSC的直流侧与超导磁体L连接，而电压源换流器VSC1的直流侧电容器C1与电容C1和由开关K11和K13、K12和K14两两串联组成的功率单元P1的两个桥臂并联。电压源换流器VSC2、电压源换流器VSC3的结构和与功率单元P2、P3的连接关系与电压源换流器VSC1完全相同。绝缘门极双极型晶体管IGBT T15、T16、T17……T38，K11、K12……K34亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器TR1、TR2、TR3可为常规变压器或者超导变压器，

如图4所示，本发明实施例的充电控制方式说明如下：开关IGBT T15和T17相差180°，中间相隔一小段死区。IGBT T18和T15也相差180°，中间相隔一小段死区。T15和T17为超前桥臂，T18和T16为滞后桥臂。给G2、G3触发脉冲，对于电压源换流器VSC1，若IGBT T15与T18闭合，T16与T17打开，变压器TR1的原边绕组输出为电容器C1的电压，为正电压，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的正值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，给磁体L充电，并使G2、G3导通。充电一段时间后，若T15打开，T17闭合，T16，T18的状态不变，则变压器TR1原边电流通过T18与T17的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体L既不充电也不放电。以上为IGBT T15、T16、T17、T18的动作上半周；接上半周的时序，给G1、G4触发脉冲，然后打开T18，闭合T16，此时T16、T17闭合，T15、T18打开，变压器TR1副边的两端输出为变压器变压后的负值电压，电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，磁体L两端电压与TR1副边两端的电压方向相反，大小相等其值依然为正的。给磁体L充电，并使G1、G4导通。充电一段时间后，若T17打开，T15闭合，T16，T18的状态不变，则变压器TR1原边电流通过T16与T15的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体L既不充电也不放电。电压源换流器VSC2、电压源换流器VSC3……电压源换流器VSCn的控制方式与电压源换流器VSC1完全相同，由于共用一个电流源换流器CSC，所以需要协调这些电压源换流器的动作，可以使这些电压源换流器的滞后桥臂的动作完全相同，通过调整超前桥臂与滞后桥臂的相对位移来灵活控制每个电压源换流器的充电功率。

图6是本发明实例放电控制方式原理图。开关器件的动作逻辑关系如下：设磁体L的电流I方向如图4所示，对于电压源换流器VSC1，若IGBTT15与T18闭合，T16与T17打开，变压器TR1的原边输出为电容器C1的电压，为正电压，此G1、G4导通，G2、G3关断，TR1副边输出为变压器变压后的正值电压(电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比)，即磁体L两端电压，它与磁体的电流I方向相反，磁体L放电。放电一段时间后，给G2、G3触发脉冲，由于变压器TR1副边输出为正电压，此电压使流过G2、G3的电流增加，G1、G4的电流减少，当G1、G4的电流减少到零后过零自然关断，从而实现了零电流关断，关断后打开T15，闭合T17，变压器TR1原边电流通过T18和T17的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体L既不充电也不放电。以上为IGBT T15、T16、T17、T18的动作的上半周；接上半周的时序，续流一段时间后，闭合T16，打开T18，变压器TR1的原边输出为电容器C1的反向电压，为负电压，变压器TR1副边的电压方向由同名端决定，大小为电容器C1的电压/变压器变比，电压方向与同名端决定的方向相反，也与磁体L的电流I方向相反，磁体L放电。此后，给G1、G4触发脉冲，变压器TR1副边的两端输出的负值电压使G1、G4导通，并使流过G1、G4的电流增加，G2、G3的电流减少，当G2、G3的电流完全减少到零时，过零自然关断，从而实现了零电流的关断，关断后打开T17，闭合T15，变压器TR1原边电流通过T16和T15的反并联二极管续流，变压器TR1的原边绕组的输出电压为零，副边绕组的电压也变为零，超导磁体L既不充电也不放电。以上为IGBT T15、T16、T17、T18的动作的下半周。电压源换流器VSC2、电压源换流器VSC3……电压源换流器VSCn的开关动作原理与电压源换流器VSC1完全相同，但是由于共用一个电流源换流器CSC，同时为了提高换相的速率，可以使超前桥臂的开关动作完全相同，从而使它们在换相时，同时提供的辅助电势来加速实现电流源换流器开关管的零电流关断，而通过改变超前桥臂和滞后桥臂的相对位移，来控制各个电压源换流器的放电功率。

图12为本实施例中的三单元级联IGBT换流器应用电路图，开关器件采用IGBT，构成级联型换流器。功率单元1由电容器C1与分别由开关K11和K13、K12和K14两两串联组成的H桥模块的两个桥臂并联而成。两个桥臂的中点为它的交流输出端口。其余两个功率单元与功率单元1的结构完全相同。K12、K14组成桥臂的中点与K21、K23组成桥臂的中点相连，K22、K24组成桥臂的中点与K31、K33组成桥臂的中点相连，K11、K13组成桥臂的中点引出线和K32、K34组成桥臂的中点引出线构成输出端与电网相连。功率单元的电容器两端与电流调节器的电压输出端相连。

图13为级联逆变器实施例的开关信号图。器件开关控制上采用相移SPWM方式，在该实例中由于是3个功率单元级联。这里假设双极性三角载波的频率为150Hz，调制波形以及载波如前面所述。

以第一个功率单元为例进行分析。用于第一个功率单元的载波信号与调制波比较得到的一组开关信号送至K11，将这组开关信号反相后送至K13。将载波信号反相后与调制波比较，得到一组开关信号送至K14，再将这组控制信号反相后送至K12。高电平使IGBT导通，低电平使其关断，这样在单元的输出端可以得到一组PWM电压U1。第二个功率单元的载波相位延迟1/6个载波周期，在图3上是第二个三角载波。同样的原理，使用这个载波与调制波相比较得到第二个功率单元的开关信号以及单元电压U2。依此类推得到第三个单元的单元电压U3。最终输出端A11与A32之间形成补偿电压U，其大小为U＝U1+U2+U3。可以将该电压通过连接变压器接入电网，也可以直接接入电网。采用相移SPWM控制方式得到的功率单元开关状态保证同桥臂不会上下同时导通，并且保证每一单元任何时候都至少有一个开关器件导通，以形成零电势通路。

通过单元1的开关信号看到当K11和K14同时导通，U1为正，K11和K14同时导通，U1为负，其余情况U1为零。但无论任何时刻均至少有一个开关器件是导通的，当只有一个开关器件导通时，比如K11导通，其余均关闭，这时候系统通过K11以及与K12反并联的二极管续流那么这个功率单元此时的输出电压就为零。其他情况类似。图14为3个单元的输出电压图以及叠加后的电压U。

Claims

1、一种超导储能系统，其特征在于它主要包括：多电平级联式逆变器，不对称式电流调节器，超导磁体[L]及其控制系统；超导磁体[L]与不对称式电流调节器的电流源换流器相连，不对称式电流调节器的多个电压源换流器的直流输出端与多电平逆变器的多个逆变单元的直流输入端相连；多电平逆变器的交流侧出口处和双向晶闸管并联后和电网串联，不对称式电流调节器将超导磁体[L]中的大电流转化为稳定的直流电压供给多电平级联逆变器的直流端，多电平级联逆变器的交流端串入电网。

2、按照权利要求1所述的超导储能系统，其特征在于所述的不对称式电流调节器由电压单元[U_V]、变压器单元[U_T]与电流单元[U_I]三部分组成，电压单元[U_V]为多个直流侧为电容器[C₁......C_n]的电压源换流器[VSC1......VSCn]，电流单元[U_I]为一个直流侧接超导磁体[L]的电流源换流器；超导磁体[L]与分别由开关[S1和S3]、[S2和S4]两两串联组成的电流源换流器[CSC]的两个桥臂并联；多个电压源换流器[VSC1......VSCn]的直流输出端与多电平逆变器的多个逆变单元的直流输入端相连，电压源换流器[VSC1]的直流侧与电容[C1]和由开关[K11]和[K13]、[K12]和[K14]两两串联组成的功率单元[P1]的两个桥臂并联，分别由开关[S15]和[S17]、[S16]和[S18]两两串联组成的电压源换流器[VSC1]的两个桥臂的中点与分立变压器[TR1]原边相连；分别由开关[S1]和[S3]、[S2]和[S4]两两串联组成的电流源换流器[CSC]的两个桥臂的中点与副边相互串联的变压器[TR1]的两个端口相连，其中变压器单元[U_T]由多个变压器[TR1……TRn]串联而成，变压器的数量等于电压源换流器的数量；其它变压器[TR2……TRn]、电压源换流器[VSC2......VSCn]和功率单元[P2......Pn[的结构和连接方式同上述。

3、按照权利要求2所述的超导储能系统，其特征在于所述的电压源换流器[VSC1]的直流侧为电容器[C1]与分别由绝缘门极双极型晶体管IGBT[T5]和[T7]、[T6]和[T8]两两串联组成的电压源换流器的两个桥臂并联组成，两个桥臂的中点，即电压源换流器的交流输出与变压器[TR1]原边相连，电压源换流器[VSC2]、[VSC3]的构造和电压源换流器[VSC1]完全相同；所述的电流源换流器的直流侧为超导磁体[L]与分别由晶闸管[G1]和[G3]，[G2]和[G4]两两串联组成的电流源换流器[CSC]的两个桥臂并联而成，两个桥臂的中点，即电流源换流器[CSC]的交流输出与串联变压器[TR1、TR2、TR3]的两端相连；绝缘门极双极型晶体管IGBT[T15、T16、T17……T38，K11、K12……K34]亦可以是门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关，变压器[TR1、TR2、TR3]可为常规变压器或者超导变压器。

4、按照权利要求1所述的超导储能系统，其特征在于所述的电流调节器的充放电采用辅助电势移相控制，电压单元[U_V]采用全桥移相控制方式，电路单元[U_I]采用两支路交替开通的控制方式；在充放电过程中，保持电压单元[U_V]可控管的导通角和其中一桥臂相位恒定，通过另一桥臂相位的变化来调节移相角，即所谓占空比，控制电流调节器能量传输的大小；在电流单元[U_I]两支路换向时刻，电压单元[U_V]为其提供一辅助电势，使可控管在关断之前流过它的电流降为零。

5、按照权利要求1所述的用于超导储能系统，其特征在于多电平级联逆变器由多个功率单元[P1......Pn]级联而成，每个功率单元[P]为一个H桥逆变器，H桥逆变器分别由两个桥臂并联而成，每个桥臂由两个开关管[Kn1]和[Kn3]、[Kn2]和[Kn4]两两串联组成，桥臂的两端构成H桥逆变器的直流端，两个桥臂的中点构成H桥逆变器的交流端；H桥逆变器的交流端将功率单元[P1......Pn]的输出端相互串联，构成一个统一的交流电压输出端；H桥逆变器的直流端并联一个滤波电容[Cn]；两桥臂的中点引出线An1、An2为它的输出端。

6、按照权利要求1所述的超导储能系统，其特征在于所述的级联逆变器的器件开关控制采用相移SPWM方式，每个单元都采用同一个调制波，不同载波间进行移相。

7、按照权利要求1所述的超导储能系统，其特征在于所述的级联逆变器的全桥逆变电路的开关管可以为IGBT、门极可关断晶闸管GTO、电力场效应晶体管MOSFET、其它有源电力电子器件或者超导开关。