CN1841904A - 一种关断晶闸管的方法及其晶闸管高压变频器 - Google Patents

Abstract

本发明是通过控制负载电流的续流通道，使需要关断所在臂的晶闸管承受反向流动的负载电流(即负载的续流电流的作用)，使晶闸管呈反向偏置而关断的一种晶闸管换流新方法。采用本方法的晶闸管高压逆变器构成的晶闸管高压变频器是采用PAM调制，在高压逆变器的输出串联专用电能综合补偿器，其中的串联补偿器用于产生与高压逆变器输出电压所含谐波相位相同幅值相反的补偿电压，抑制高压逆变器输出的谐波电压，并联补偿器用于补偿负载的过度无功，保证晶闸管逆变器的可靠换流。本发明构成的高压变频器的主功率电路采用的是国内大量生产的晶闸管，构成装置造价便宜。在逆变器的输出设置了专用电能综合补偿器，提高了装置的性能，以达到造价便宜，性能优良的效果。

Description

一种关断晶闸管的方法及其晶闸管高压变频器

本发明属于电力变流技术领域，具体涉及一种换流方法和用此方法换流的高晶闸管压变频器。

逆变器已经成为现代工业的基础元件，在直流输电、有源无功补偿、电机变频调速，电能的质量控制等许多方面有着广泛的用途。尤其是高压三相逆变器在高压电机变频调速，独立系统高压直流输电等领域有广泛的用途和现实的需求。比如高压电机的变频调速，节电效果显著，对节约能源有着重要的意义，有大量的社会需求。目前已应用的高压变频调速器多数采用高低高方式，或者采用IGBT多重化串联的方式；如美国罗宾康公司生产的PERFECTHARMONY系列高压变频器等。但这类高压变频器电路复杂，造价很贵，投资回收期延长，不利于应用推广，所以目前有许多有调速要求的场所选用了并不节能的机械调速装置。

随着社会的发展，城市规模的扩大，电力走廊的矛盾已经显现。迫切需要一种低损耗的地下电缆直流输电的方式向城市的用电中心输送电力，但是这种输电方式的前提是首要解决一种经济可靠的高压无源逆变器技术。

因此，寻求一种新的途径，研究一种经济可靠的高压逆变器是很有意义的。

晶闸管是一种技术非常成熟半导体功率器件，国内大量生产，价格低廉，但是它自身没有关断能力，在无源逆变电路里需要设置LC储能辅助电路来对它强制关断，换流电应力大，换流损耗高，在高压方面存在高压换流等技术障碍，因此晶闸管难以应用在高压逆变器上，应用受到很大的限制。

本发明的主要目的是改进晶闸管的换流方式以克服传统的LC换流的技术障碍，用晶闸管这种廉价器件制造电路简单、造价经济的逆变器，特别是高压逆变器。

本发明的又一目是晶闸管高压逆变器采用PAM调制，以避免采用高压PWM调制逆变器高的开关损耗，采用低压变流器的电能质量综合补偿器抑制PAM调制高压逆变器输出电压含有的电压谐波，使低开关频率的高压逆变器获得高性能的效果。

实现本发明主要目的的是一种关断晶闸管新的技术方法，本发明关断晶闸管技术方法的特征是：a、在整流回路与逆变回路之间设置斩波器，用于换流过程切断直流电源与逆变回路之间的主回路电流；b、在与晶闸管逆变器各个桥臂与供流支路反并联的二极管续流支路上串联门极可控型元件，形成续流路径可以控制的续流通道，选择控制续流通道，控制续流电流的路径，使需要关断的该桥臂的供流支路的晶闸管T受反向偏置而关断。由此该方法称之为续流通道选择型换流方法。

本发明其特征在于：晶闸管逆变器为三相、六臂结构，每个臂由晶闸管T构成主流支路，由二极管D串联门(基)极可控型功率电子元件DG构成可控型续流支路。

本发明其特征在于：在直流电源COV与晶闸管逆变器INV之间设置了断流斩波器GOV，斩波器采用门极可控关断电力电子元件构成，门极可控关断元件是指IGCT、IGBT、IEGT、GTO、GTR等。也包括采用储能换流元件构成的晶闸管斩波阀。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于是PAM制交—直—交电压型逆变、变频器结构，包括高压移相调压整流器，高压断流斩波器，高压晶闸管逆变器，和低压电力电子元件构成的电能质量综合补偿器。高压移相调压整流器移相调压，与高压晶闸管逆变器逆变变频协调保持V/F变频的频压比，高压断流斩波器断流，为晶闸管高压逆变器换流提供条件，晶闸管高压逆变器逆变、变频，输出阶梯波的三相交流电，电能质量综合补偿器抑制高压晶闸管逆变器输出阶梯波所含的高次谐波，补偿负载过度的无功功率。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，在高压移相调压整流器HCOV的直流输出与高压晶闸管逆变器HINV之间设置有高压断流斩波器HGOV，高压断流斩波器是由多个高耐压的IGCT串联构成的高压斩波阀，高压斩波阀也可以选用GTO、HIGBT、IEGT、等其它电力电子器件，高压斩波阀还包括由RC构成的动态均压保护，和由R分压构成的静态保护电路。

本发明晶闸管高压变频器其特征在于，高压晶闸管逆变器是三相六臂结构，每个臂都由多个高耐压晶闸管串联，二极管反并串联构成的高压逆变阀，由晶闸管串联构成的为阀的供流支路，二极管与晶闸管反并联、二极管、二极管串联构成的是阀的续流支路，由二极管反并串联构成阀的续流支路上串联一只门极可控的电力电子元件成为可控的续流通道，该元件包括IGBT、IGCT、GTR、MOSFET等，高压逆变阀还包括由RC构成的动态均压保护，和由R分压构成的静态保护电路。

本发明晶闸管高压变频器其特征在于，在晶闸管高压逆变器HINV的输出与负载之间设置了采用低压变流器构成的电能质量综合补偿器UPQC，由电能质量综合补偿器产生抑制晶闸管逆变器输出电压含有的谐波电压的补偿电压，同时补偿调压直流电源导致的电压波动，补偿负载功率因素角的过度滞后，保证晶闸管逆变器的可靠换流。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，电能质量综合补偿器UPQC包括串联补偿器VSC和并联补偿器VSI，串联补偿器主要功能是抑制晶闸管高压逆变器输出电压含有的谐波，和补偿因移相调压整流器输出偏离指令导致的电压波动，并联补偿器的主要功能是补偿负载的过度无功，保证晶闸管高压逆变器可靠换流。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于串联补偿器VSC包括低压变流器A，交流滤波器LC，串联变压器Ta，低压变流器的输出经过滤波电感La与串联变压器Ta次级连接，串联变压器初级的进线端与晶闸管高压逆变器的输出端口连接，出线端与负载和并联变流器的交流滤波器的输出端连接。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，并联补偿器VSI包括低压变流器B，交流滤波器LC，电压匹配变压器Tb，低压变流器的输出经过与电压匹配变压器升压与晶闸管高压逆变器的高压输出电压匹配，高压输出经过滤波电感Lb、电容Cb构成的交流滤波滤除低压变流器高频开关调制产生的高次谐波后，与负载的三相端口并联连接。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于串联补偿器VSC补偿晶闸管高压逆变器输出电压所含谐波的方法有：a、等幅完全补偿，b、限幅欠压补偿，c、恒幅间歇补偿三种方式：

a、等幅完全补偿：完全补偿方式是串联补偿器产生与晶闸管高压逆变器输出电压所含谐波相位相同，幅值相反，绝对值相等的补偿电压，逆变器输出电压所含谐波电压与补偿器输出的补偿电压两者完全抵消，经过串联补偿器补偿输出的是没有波形失真的正弦波；

b、限幅欠压补偿  限幅欠压补偿是一种降低补偿器容量的补偿方式，限幅欠压补偿限定最大的补偿幅值，在限定幅值内的谐波予以补偿，大于限定部分的幅值不予补偿的补偿方式，当补偿限幅在最大谐波幅值的1/2时，整个周波的大于70％以上的时域都可以得到完全补偿，经过串联补偿器补偿输出的是波形失真较小的正弦波；

c、恒幅间歇补偿  恒幅间歇补偿是一种恒定补偿幅值，分时域补偿的一种方式，其补偿特征是根据负载要求确定补偿幅值，补偿幅值一般选择在最大谐波幅值的1/2左右，选择波形失真最大的时区予以补偿的，波形失真小的时区不予补偿，经过串联补偿器输出的波形是9点平的阶梯波，波形已逼近正弦，可以满足电机类负载的要求。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，串联补偿器VSC补偿晶闸管高压逆变器输出电压所含谐波的方法a、等幅完全补偿，b、限幅欠压补偿，c、恒幅间歇补偿的三种方法，在同一补偿器三种方法各种可以单独使用，可以两种或三种方法结合变结构使用。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，串联补偿器VSC补偿器的等幅完全补偿、限幅欠压补偿、恒幅间歇补偿三种方式分别是一种或二种或三种根据补偿波形采样，制表，存储固化在ROM里，运行时实时读取调用。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于：所述指令控制单元ZK，基于CPU 80C 196MC为核心的控制器，控制器基于频率指令f设定、采样电机的转速反馈信号Uc，根据恒转差控制，调节逆变频率，并生成晶闸管逆变器的开关时序信号，时序信号由P6口输入至斩波器逆变器开关逻辑控制器LG，控制斩波器、逆变器的触发；压频比V/F指令设定，根据恒转差控制，运算生成调压控制指令Uk，输入移相调压控制器KD控制移相调压输出；指令控制器ZK的频率信号f同时输入串联补偿控制器KA、并联补偿控制器KB作为补偿器的频率同步信号。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，所述指令控制子单元ZK，控制逆变频率与电机对应的转速恒定差值，恒转差控制使负载电机无功功率控制在比较稳定的范围，保证晶闸管高压逆变器的可靠换流。

本发明晶闸管高压变频器，其特征在于，所述指令控制子单元ZK，设有电机转速检测环节CS。

下面结合实施例对本发明的目的和特征进一步加以说明。

图1是按照本发明方法换流的晶闸管逆变器主电路图

图2是本发明的晶闸管逆变器开关信号时序图

图3是本发明方法换流过程电流路径示意图

图4是本发明方法的换流过程时序图

图5是本发明晶闸管高压变频器工作原理图

图6是本发明晶闸管高压变频器系统结构示意图

图7是本发明晶闸管高压变频器主电路结构示意图

图8是本发明高压斩波阀、晶闸管逆变阀电路结构示意图

图9是本发明串联补偿器补偿三种补偿方式电压波形图

图10是本发明恒幅间歇补偿的串联补偿器输出电压波形图

参见图1本发明换流方法的晶闸管逆变器主电路图它由直流电源COV、断流斩波器GOV、晶闸管逆变器INV和负载IM组成。斩波器设置在直流电源与晶闸管逆变器之间，选用IGCT(或其它门极可控关断电子功率器件：GTO、GTR、IGBT、IEGT等)作为斩波器的开关元件；晶闸管逆变器由U、V、W三相桥组成，每相桥的上、下臂均有晶闸管T构成臂的供流支路，二极管D与门极(基极、栅机)可控开关元件DG串联构成可控的续流支路；可控开关元件选择IGCT、IGBT、GTR、MOSFET等，它只承载回路各个元件的正向管压降，因此所需的耐压较低。各相桥臂的关系是：U相桥上臂由晶闸管T1构成供流支路，由D1与DG1串联构成续流支路，下臂由T4构成供流支路，由D4与DG4串联构成续流支路；V相桥上臂由晶闸管T3构成供流支路、由D3与DG3串联构成可控续流支路，下臂由T6构成供流支路，由D6与DG6串联构成可控续流支路；W相上臂由T5构成供流支路、由D5、DG5串联构成可控续流支路，下臂由T2构成供流支路，由D2与DG2串联构成可控续流支路。在需要晶闸管换流时，斩波器G关断，选控对应要求关断桥臂里的可控续流支路上的DG通、断，使滞后的负载电流按选控的路径流动续流，使需要关断桥臂的供流支路晶闸管T呈反向偏置令其关断。

参见图3(图3中未标元件序号，其序号与图1相同)，为了方便说明，以图3的电流路径所示换流过程，(为了图示方便图3中可控开关元件DG用GTO符号表示)图中所示斩波器和三相逆变器各元件的通断关系，图中黑体元件表示导通状态，白体则表示处于阻断状态，虚矢线表示电流的流向。换相前：G导通，T1、T2、T3导通，其余均截止，电流路径如图3a所示，当逆变需要U相电压换向，要求令：T1由导通变为关断、T4由关断变为导通。

参见图4，换流过程的时序关系是：a、在t0前，控制电路撤消T1的触发信号，b、在t1时刻发出DG1、DG4开通信号，由此设定了续流电流的流通路径，c、在t2时刻发出G的关断脉冲，使G关断，切断主电路的电流，d、在t3给出T4的触发信号。在G关断的瞬间，各相负载电流的流向不能突变，负载电流仍保持G关断前的状态，此时电路的电流路径如图3b所示，U相电流Iu由D4、DG4形成续流回路，V相电流Iv由D4、DG4、D1、DG1、T3形成续流回路，原先导通T1的受V相的续流电流Iv的作用而处于反向偏置，在T1受反向偏置的时间大于器件的关断时间后T1恢复关断，G可再次开通，原先导通的T3、T2保持导通，U相半桥续流支路的可控元件DG4、DG1的门极信号在周期的0--1/3π的周期保持，但由于G开通DG1承受反向电压，原先关断的T4虽然已经有触发信号，但由于U相续流电流Iu的作用，T4仍为阻断状态，待U相续流电流减至0后T4开始流过正向电流，U相电流换向，完成T1导通向T4导通的转换。

当逆变部分低端的T2、T4、T6的某一元件需要关断，同理以上关系，如U相换相结束T1关断后过π/3，W相需要关断T2时，撤消T2的门极触发，给出DG2、DG5的开通信号，保持T3、T4的触发，关断斩波器GOV，由于GOV的关断，负载电流不能突变，U相Iu电流经T4、DG2、DG5、T3、与V相形成回路续流，此时由于Iu的作用使T2受反向偏置而关断。

由上所述，续流通道选择型换流的换流过程是：按逆变时序的要求，1、撤消将需要关断元件的触发信号，2、给出将需要关断元件所在的半桥续流支路的可控开关元件的栅极(基极)开通信号，3、保持原先导通、而仍需要保持导通的元件的触发信号，4、给出断流斩波器的关断脉冲，关断断流斩波器，切断直流电源与逆变器之间的主回路电流，5、负载电流即按设定的续流通道续流，续流电流反向流过需要关断的该相桥臂，使该半桥供流支路的晶闸管受反向偏置而关断，即完成换流过程，换流结束后斩波器重新开通。

本发明的方法适用于采用晶闸管制造逆变器的逆变装置，特别适用于制造晶闸管高压逆变装置。高压逆变器只需要在上述结构的基础上，通过选用高压器件、通过串联满足装置的电压要求。以下通过晶闸管高压变频器的实施例进一步对本发明加以说明：

本发明的中心思想是应用晶闸管这种国内大量生产的廉价元件，制造低成本高性能的高压变频器，但是晶闸管是低频开关元件，不能适用于高性能的高压PWM调制，否则会产生较大的开关损耗导致器件发热，和降低装置效率。因此要充分考虑减少斩波和逆变部分的开关损耗，所以本发明晶闸管高压逆变器采用低开关频率PAM调制变频，PAM调制逆变器输出的是阶梯波，它含有高次谐波，会导致电机转矩脉动和加剧电机的发热。同时又考虑到PAM调制电源部分是采用相控调压，相控调压电源的LC滤波环节是一个大惯性系统，在一个宽的调节范围、和负载变化的系统里容易引起电压振荡。因此本发明采用在高压逆变器的输出端与负载之间串联连接专用电能质量综合补偿器，由专用电能质量补偿器产生与晶闸管逆变器输出波形所含有的谐波相位相同，幅值相反的补偿电压，抵消逆变器输出的谐波电压，同时补偿因直流电源波动导致的逆变器输出交流电压波动，和补偿负载过度的无功功率，控制功率因素角。本发明的高压变频器的主电路是用晶闸管这种低频开关元件构成的逆变器，实现高压逆变，用低压的高频开关元件构成的电能综合补偿器消除高压逆变器输出所含的电压谐波，因此既降低了高压逆变器的开关损耗，又满足了负载对波形指标的要求，同时实现了装置的低成本。本发明为了晶闸管逆变器换流可靠，在负载回路采用并联补偿器补偿负载的过度的无功的同时，在控制回路设置电机的转速反馈环节，构成系统恒转差控制，控制电机远行在比较稳定的无功功率范围。

参见图5、图6、图7，实施例2是用于高压交流电机变频调速的晶闸管高压变频器的系统结构图。

本发明晶闸管高压变频器包括：高压移相调压整流器I、高压斩波断流晶闸管逆变器II、电能质量综合补偿器III三大部分构成，各个部分都有主功率电路单元和相应的控制电路子单元。工作原理是：(参见图5)电网输入的高压交流电Us经高压移相调压整流器I移相调压整流顺变为可调的高压直流Ud，高压直流电Ud输入到高压斩波断流晶闸管逆变器II逆变为频率、电压可调的、波形是阶梯波的三相高压交流电Un，含有高次谐波的阶梯波三相交流电Un输入到电能质量综合补偿器III，经电能质量综合补偿器III滤波、补偿，滤除Un所含有的高次谐波，输出符合负载要求的频率电压协调的三相高压交流电Uz，供高压电机变频调速。

(一)高压移相调压整流器I(参见图7HCOV部分)，移相调压整流电源包括输入变压器，晶闸管高压移相调压整流器，LC滤波器，和调压控制电路构成。由于本发明的逆变器是采用PAM调制方式，因此为了保证V/F为设定的常数频压比，直流电源采用晶闸管相控调压整流的方式，调节整流器的输出电压。为了降低相控调压产生的谐波采用变压器移相30°，12脉波整流。在交流输入端可以设置滤波器滤波的方式，使谐波指标符合IEEE519-1992的技术标准。也可以采用其它的多重化相控整流来满足IEEE519-1992的技术标准。相控整流技术是已有的成熟技术，可有多种模式参照。

本发明高压整流移相调压控制电路单元KD(参见图6)是基于CPU 80C 196MC为核心的控制器，它接受逆变器指令控制子单元ZK的电压指令Uk，和接收直流电源反馈信号Ud1，及交流同步信号Us，由它比较运算精确得到整流移相调压脉冲的触发角；产生触发脉冲，由隔离驱动电路触发高压整流阀的晶闸管。

(二)高压斩波断流晶闸管逆变器II(参见图7)，包括高压断流斩波器HGOV，晶闸管三相高压逆变器HINV构成，

高压断流斩波器HGOV是由多个IGCT器件串联串联构成的高压斩波阀，(参见图8A)，它连接在高压移相调压整流器滤波输出与晶闸管逆变器之间。作用是：斩波断流，在晶闸管高压逆变器换流时，高压斩波器关断，切断整流器与逆器变之间的主回路的电流，使直流电源回路与逆变回路之间的电流为零电流(忽略漏电流)，为晶闸管逆变部分的续流选控换流提供条件。由于它需要的开关频率不高，主要是从成本考虑选用价格相对便宜的IGCT(或GTO)器件，当然也可以选用HV-IGBT和其它的门极可控关断器件如SITH、IEGT、MCT等。高压斩波阀还包括由RC构成的动态均压保护，和由R分压构成的静态保护电路。

晶闸管三相高压逆变器HINV晶闸管三相高压逆变器由三相六臂晶闸管高压换流阀构成，每个阀(参见图8)由多个晶闸管T串联构成的供流支路，和由多个二极管D串联，并与可控开关元件DG串联连接构成的可控续流支路组成；可控续流支路上的可控元件是指IGBT或者其它门极全控元件，如IGCT，IEGT，GTR、MOSFET、等，其作用是在晶闸管高压阀的换流过程中可以选控续流通道，该器件只需很低的正向阻断电压，原理上只承受不大于续流支路元件正向压降二倍电压，一般不大于100V，故可选取廉价的低电压等级的器件即可。高压逆变阀还包括由RC构成的动态均压保护，和由R分压构成的静态保护电路。晶闸管高压逆变器的换流过程与上述的相同，在此不再专述。

高压斩波断流晶闸管逆变器触发控制电路(参见图6)由逻辑控制器LG、断流斩波器触发器C2、逆变器触发器C3构成，逻辑控制器LG接受指令控制器CPU P6端口的逆变器通断时序信号，P6端口输出6线驱动信号，6线驱动信号经过驱动逻辑变换电路LG产生13条驱动信号线，其中高压断流斩波器的驱动信号1条由触发电路C2输出驱动高压断流阀的IGCT，晶闸管逆变器触发器C3，其中晶闸管驱动信号6条，晶闸管逆变器续流通道驱动信号6条。

(三)电能质量综合补偿器III(参见图5、图6、图7)，电能质量综合补偿器连接在晶闸管高压器输出与负载之间，用于产生一个抵消逆变器输出电压Un所含谐波电压Ush的补偿电压Ub，和补偿负载电流In过度部分的无功电流，以保证晶闸管逆变器的可靠换流。电能质量综合补偿器包括串联补偿变流器VSC，和并联补偿变流器VSI组成。串补偿变流器VSC的主要功能滤除逆变器输出波形所含的谐波，和补偿因调压直流电源电压Ud偏移指令电压的差值而导致的逆变输出电压Un的偏移。并联补偿变流器VSI的主要功能是补偿负载过度的无功电流，保证补偿后的功率因素角φ＜60°，串联补偿器VSC的输出是通过变压器Ta串联连接的逆变器输出与负载之间，并联补偿器VSI的输出是通过变压器Tb与负载并联连接。

串联补偿器VSC包括三相双向变流器A、由电感La、滤波电容Ca、构成交流滤波器LC，串联变压器Ta组成。三相双向变流器A是由电力电子器件IGBT构成的标准三相六个开关点基本结构的变流器，变流器A按控制电路KA给定的调制波经C5隔离驱动IGBT作高频PWM开关调制，高频开关调制波经过LC交流滤波器滤波，滤除高频开关载波，即可的到所需要的补偿电压波形Ub，这个波形即是与晶闸管逆变器输出电压Un波形所含有电压谐波Ush。

串联补偿变流器原则上是产生一个与逆变器输出电压含有的谐波电压幅值相等、方向相反的补偿电压Ub，抵消逆变器输出的谐波电压Ush。但是，补偿电压完全补偿逆变器输出的谐波电压势必会增大串联补偿器的容量而增加成本，从满足工程应用为前提，以降低成本为目的，串联变流器产生的补偿电压Ub可以小于逆变器输出的谐波电压幅值Ush，即所谓的欠补，欠补量的大小视工程要求而定。本发明针对不同的工程应用研究发明了完全补偿、限幅欠补、恒幅间歇补偿三种补偿方式。

参见图9，图9是本发明三种补偿方式的比较图，图9a是完全补偿方式，逆变器输出电压Un所含的谐波电压Ush由Ub完全补偿，补偿后串联补偿器输出波形Uz达到比较理想的正弦波，这种补偿模式串联补偿器的容量相对要大一些，影响装置的成本。图9b是限幅欠补方式，这种补偿模式是根据串联补偿器最大容量设定补偿量，即限定补偿电压Ub的幅值，超过补偿器容量的部分不予补偿，即欠补，欠补的量可以设置在最大应补量的1/2左右，这种补偿方式在一个周波的大部分时域都可以得到补偿，从串联补偿器输出Uz的波形畸变很小，基本不影响电机这一类的负载的使用。图9c是恒幅间歇补偿方式，这是一种在一个周波里分时区间歇补偿的方式，是在逆变器输出电压波形与正弦基波比较，失真量大的时区补偿一个恒幅的方波Ub，失真小的时区不予补偿，形成间歇补偿时区，在一个周波里有多个补偿时区，有多个间歇时区，由此减轻了变流器A上器件的热负担，可以进一步降低串联补偿器的容量，降低成本。补偿后串联变流器的输出Uz的波形是一个9电平的阶梯波，波形已经趋于正弦波，完全可以满足一般电机类负载的要求。图10是晶闸管高压逆变器输出电压经过串联补偿器VSC恒幅间歇补偿后输出的三相相电压波形图，图9A是高压晶闸管逆变器输出未经补偿的三相相电压波形图，图9B是经过串联补偿器VSC恒幅间歇补偿后输出的三相相电压波形图，图中可以看出，波形已经趋于正弦波了。图10C是串联补偿器输出的三相线电压波形图。以上的三种补偿方法其硬件的电路结构相同，通过软件编程的方法实现以上各种方式的调制波。把各种补偿调制波的波形分点采样，制表存储固化在ROM波形存储器里，运行时实时调用。三种方式可以分别不同装置要求单独使用，也可以三种或两种同时用在同一个装置里，变结构使用，如逆变频率在10Hz以下完全补偿，10～30Hz限幅补偿，大于30Hz恒幅间歇补偿等，通过软件编程灵活实现。

串联补偿器的另一个重要作用是补偿相控调压电源失调电压引起的逆变输出电压失调(补偿电压振荡)，由于相控调压的L、C滤波单元是一个大惯性环节，在宽调节范围，和负载变动的条件下会引起电压振荡。本发明的特征是直流电源电压振荡引起的逆变器输出交流电压振荡，在逆变器输出端由串联补偿变流器来补偿，其工作原理是检测电路检测直流电压Ud2，直流反馈电压Ud2输入到串联补偿控制器KA，KA经运算控制串联补偿器的调制深度，即补偿量，控制串联变流器实时补偿直流电压Ud引起的逆变器交流输出电压的偏差。

串联变流器补偿器的控制器KA，是基于DSP TMS320F240为核心的串联补偿器控制电路，它接收来自指令控制器ZK的逆变频率信号f，和晶闸管逆变器的逻辑控制器LG的逆变器相位信号Uf，该相位信号即是高压逆变器输出电压的相位信号，由该相位信号作为地址指针读取固化在EPROM里的补偿调制波形，该调制波与三角波载波比较产生串联补偿变流器的PWM开关角，同时，串联补偿器控制电路接收移相调压整流器输出的直流电压反馈信号Ud1，控制串联补偿器的调制深度，即达到补偿直流电压偏离指令电压的波动。

并联补偿器VSI并联连接在负载输入连接的端口上，补偿负载过度的无功功率，保证逆变器输出端口的负载电流的电流滞后角Φ＜60°满足晶闸管逆变器的可靠换流。由于本发明续流通道选控型换流的可靠换流条件是，逆变器的系统负载的功率因素角Φ＜60°，(考虑到器件的关断时间影响无功电流的滞后角应控制在Φ≤58°)，但由负载本身受运行工况的影响，在启动、轻载、空载的条件下都有可能使Φ＞60°，本发明采用在负载回路设置并联补偿器的方法，在上述的负载状态下保证功率因素角Φ＜60°，由于轻载、空载时负载电流已经很小，况且补偿的无功电流只是补偿过度部分，即只需将Φ＞60°部分补偿至Φ＜60°，所需补偿的无功电流很小，所以补偿单元的容量较小，占装置的总投资比例是很小的。

并联补偿器VSI包括双向变流器B，电压匹配变压器Tb，由电感Lb、滤波电容Cb、构成交流滤波器LC组成。双向变流器B是由电力电子器件(IGBT)构成的标准三相六个开关点基本结构的变流器，变流器A按控制电路KB给定的、与逆变频率相同，相位相同，按正弦波调制规律做高频PWM开关调制。双向变流器的输出经过升压变压器Tb与晶闸管高压逆变器的输出实现电压匹配。双向变流器的高频开关调制波经过LC交流滤波器滤波，滤除高次谐波即获得补偿电流，并联补偿器VSI的输出与负载并联连接，补偿负载过度的无功电流。

并联补偿器控制器KB是基于DSP TMS320F240为核心的并联补偿器控制电路，它接收来自指令控制器ZK的逆变频率信号f，逆变器逻辑控制器LG输出的电压相位信号Uf(即逆变器输出电压Un的相位信号)，由该相位信号为地址指针读取固化在EPROM里的补偿电流调制波形，采样电流反馈信号In，比较运算，控制该调制波与三角波载波比较的调制幅度，生成并联变流器的PWM调制信号。

本发明晶闸管高压变频器的以上各项功能是由系统控制单元的控制来实现的。指令控制单元ZK，基于CPU 80C 196MC为核心的控制器，控制器基于频率F指令f设定、采样电机的转速反馈信号Uc，根据恒转差控制，调节逆变频率，并生成晶闸管逆变器的开关时序信号，时序信号由P6口输入至斩波器逆变器开关逻辑控制器LG，控制斩波器、逆变器的触发；压频比V/F指令电压U的设定，根据恒转差控制，运算生成调压控制指令Uk，输入移相调压控制器KD，控制移相调压输出；指令控制单元的频率信号f同时输入串联补偿控制器KA、并联补偿控制器KB作为补偿器的频率同步信号。

指令控制子单元ZK，通过测速反馈信号Uc控制逆变频率与电机对应的转速恒定差值，恒转差控制使负载电机无功功率控制在比较稳定的范围，保证晶闸管高压逆变器的可靠换流。

负载本发明所指的负载是高压电动机，其拖动对象是风机、水泵等负载较为稳定的拖动设备。

本发明也很适用于独立系统的高压直流输电的逆变变流站，目前高压直流输电都是指两个交流电网之间通过高压直流输电的方式馈送电能，其变流站是采用有源逆变的方式，有源逆变方式其首要条件是受电端电网的容量很大于馈送的容量，而在一些独立的用电系统由于用电端没有一个大容量的交流电网存在也就无法采用有源逆变方式。但是城市规模日益扩大，电网向城市中心区输电采用架空线的电力走廊已很难适合城市发展的需要，而采用地下电缆交流输电则损耗大，很不经济。理想的办法是通过地下电缆的方式的高压直流输电，但是亟需一种可靠、经济的高压无源逆变器，以实现独立系统的高压直流输电，因此采用本发明方法的高压逆变器是这一用途的首选方案之一。

Claims (9)

1、一种关断晶闸管的方法和采用这种方法的晶闸管逆变器其特征在于：在直流电源COV与晶闸管逆变器INV之间设置有断流斩波器GOV，用于晶闸管换流时刻关断直流电源与晶闸管逆变器之间的主回路电流；在晶闸管逆变器的三相桥臂每个臂上设置有晶闸管T构成的供流支路，流过正向电流，设置由二极管D串联基极(栅机、门极)可控的电子开关元件DG构成可控的续流支路，用于换流时，选择控制可控续流支路的开通，关断斩波器，控制滞后的负载电流的流动路径，使之形成相对于供流支路反向的电流，使要换流所在臂供流支路上晶闸管呈反向偏置而关断。由此该方法称之为续流通道选择型换流方法。

2、根据权和要求1所述的晶闸管逆变器，其特征在于：晶闸管逆变器为三相、六臂结构，每个臂由晶闸管T构成供流支路，由二极管D串联门(基)极可控型功率电子元件DG构成可控型续流支路；由此构成可控续流通道型晶闸管逆变器，所述续流通道的开关元件DG包括IGBT、MOSFET、GTR、等栅极(基极、门极)可以控制关断的功率电子器件。

3、一种晶闸管高压变频器，其特征在于，所述变频器是采用PAM调制的交—直—交电压型逆变、变频器结构，包括高压移相调压整流器HCOV，高压断流斩波器HGOV，高压晶闸管逆变器HINV，和低压电力电子元件构成的电能质量综合补偿器UPQC；高压移相调压整流器移相调压，与高压晶闸管逆变器逆变变频协调保持V/F常数的频压比关系，高压断流斩波器断流，为晶闸管高压逆变器换流提供条件，晶闸管高压逆变器逆变、变频，输出阶梯波的三相交流电，电能质量综合补偿器抑制高压晶闸管逆变器输出阶梯波所含的高次谐波，补偿负载过度的无功功率。

4、根据权利要求3所述的晶闸管高压变频器，其特征在于，在高压移相调压整流器的输出与高压晶闸管逆变器之间设置有高压断流斩波器，高压断流斩波器是由多个高耐压的IGCT串联构成的高压斩波阀，高压斩波阀也可以选用GTO、HIGBT、IEGT等其它高压门极可控关断的电力电子器件，高压斩波阀还包括由RC构成的动态均压保护，和由R分压构成的静态保护电路。

5、根据权利要求3所述的晶闸管高压变频器，其特征在于所述逆变器是三相六臂结构，每个臂都由多个高压晶闸管T串联和二极管D反并串联构成的高压逆变阀，由晶闸管串联构成的是阀的供流支路，与晶闸管供流支路反并串联二极管D和一只门极可控关断的电力电子元件DG构成的是阀的可控续流支路，门极可控关断的电力电子元件DG该元件包括IGBT、IGCT、GTR、MOSFET等，也可以是SCR。高压逆变阀还包括由RC构成的动态均压保护，和由R分压构成的静态保护电路。

6、如权利要求3所述的晶闸管高压变频器，其特征在于，在所述的晶闸管高压逆变器输出与负载之间连接一个采用低压变流器构成的电能质量综合补偿器，所述电能质量综合补偿器包括串联补偿器VSC和并联补偿器VSI，串联补偿器主要功能是抑制晶闸管高压逆变器输出电压含有的谐波，和补偿因移相调压整流器输出偏离指令导致的电压波动，并联补偿器的主要功能是补偿负载的过度无功，使逆变器输出端的功率因素角不大于φ＜60°，保证晶闸管高压逆变器可靠换流。

串联补偿器VSC包括低压变流器A，交流滤波器LC，串联变压器Ta；低压变流器A的输出经过滤波电感La与串联变压器Ta次级连接，串联变压器初级的进线端与晶闸管高压逆变器的输出端口连接，出线端与负载和并联变流器的交流滤波器的输出端连接。

并联补偿器VSI包括低压变流器B，交流滤波器LC，电压匹配变压器Tb，低压变流器的输出经过与电压匹配变压器升压与晶闸管高压逆变器的高压输出电压匹配，高压输出经过滤波电感Lb、电容Cb交流滤波器滤除低压变流器高频开关调制产生的高次谐波，并联连接在负载的三相端口。

7、根据权利要求6所述的晶闸管高压变频器，其特征在于，所述串联补偿器VSC补偿晶闸管高压逆变器输出电压所含谐波的方法有：a、等幅完全补偿，b、限幅欠压补偿，c、恒幅间歇补偿三种方式，

a、等幅完全补偿：完全补偿方式是串联补偿器产生与晶闸管高压逆变器输出电压所含谐波相位相同，幅值相反，绝对值相等的补偿电压，逆变器输出电压所含谐波电压与补偿器输出的补偿电压两者完全抵消，经过串联补偿器输出的是没有波形失真的正弦波；

b、 限幅欠压补偿  限幅欠压补偿是一种降低补偿器容量的补偿方式，限幅欠压补偿限定最大的补偿幅值，在限定幅值内的谐波都予以补偿，大于限定部分的幅值不予补偿的补偿方式，当补偿限幅在最大谐波幅值的1/2时，整个周波的大于70％以上的时域都可以得到完全补偿，经过串联补偿器输出的是波形失真较小的正弦波；

c、恒幅间歇补偿  恒幅间歇补偿是一种恒定补偿幅值，分时域补偿的一种方式，其补偿特征是根据负载要求确定补偿幅值，补偿幅值一般选择在最大谐波幅值的1/2左右，选择波形失真最大的时区予以补偿的，波形失真小的时区放弃补偿，经过串联补偿器输出的波形是多台阶的阶梯波，波形已接近正弦，可以满足电机类负载的要求。

8、根据权利要求7所述的晶闸管高压变频器，其特征在于，所述串联补偿器VSC的等幅完全补偿、限幅欠压补偿、恒幅间歇补偿三种补偿调制波形，分别是一种或二种或三种，根据补偿调制波形，采样、制表、存储固化在ROM里，运行时实时调用读取。

9、根据权利要求3所述的晶闸管高压变频器，其特征在于：所述指令控制单元ZK，基于CPU 80C 196MC为核心的控制器，控制器基于频率指令f设定、采样电机的转速反馈信号Uc，根据恒转差控制，调节逆变频率，并生成晶闸管逆变器的开关时序信号，时序信号由P6口输入至斩波器逆变器开关逻辑控制器LG，控制斩波器、逆变器的触发；控制器压频比V/F指令设定，根据恒转差控制，运算生成调压控制指令Uk，输入移相调压控制器KD控制移相调压输出；指令控制器ZK的频率信号f同时输入串联补偿控制器KA、并联补偿控制器KB作为补偿器的频率同步信号。

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