CN102723716B - 一种基于无功补偿电容的电能质量调节装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电能质量控制领域，公开了一种基于无功补偿电容的电能质量调节装置及其控制方法；基于无功补偿电容的电能质量调节装置包括：以并联方式连接在单相电网与非线性负载之间的变换模块，变换模块包括LC滤波器、降压型直接交-交变换电路和无功补偿电容。本发明提供的基于无功补偿电容的电能质量调节装置通过占空比偶次谐波调制对开关管实施脉宽调制，可同时对电网电源侧的无功电流及谐波电流进行动态补偿；能较好的治理配电网中的谐波。

Description

一种基于无功补偿电容的电能质量调节装置及其控制方法

技术领域

本发明属于电能质量控制领域，涉及一种基于无功补偿电容的基于无功补偿电容的电能质量调节装置及其控制方法。

背景技术

随着电力电子技术的发展，电力电子装置在工业中的应用日趋广泛。不控整流器和相控整流器作为电源装置的输入级得到大量的使用，在方便的实现了交流直流变换的同时在电网侧引起大量谐波和无功电流，进而造成公共连接点电压畸变，严重影响供电质量。如果功率因数和谐波畸变等不能满足电网规定的标准，工业用户将会被处以高额的罚款。

动态无功补偿装置，比如由固定电容器组FB和晶闸管相控电抗器TCR组成的静态无功补偿器SVC，还有基于直流-交流变换器的静止同步补偿器STATCOM等，已经在电网中得到了大量的应用。但是这些动态无功补偿的解决方案对于工业用户校正功率因数来讲成本很高。

对于谐波补偿装置，结构简单、运行可靠的无源滤波器PPF应用非常广泛，但是为满足补偿多次谐波的要求需要同时使用多个无源滤波器，占地面积庞大，且无源滤波器存在与电网发生谐振的潜在危险。基于直流-交流变换器的有源电力滤波器APF可以一次补偿多次谐波，且有较好的动态性能，但价额昂贵，可靠性较差。

鉴于传统配电网无功和谐波治理方式的不足，基于矩阵式变换器和直接交-交变换器的新型无功和谐波治理装置被提了出来。而矩阵式变换器因为其自身具有大量的双向功率开关器件和复杂的控制策略，其可靠性不高。而升压型的直接交-交变换器由于其在额定电网电压下无功补偿存在理论上的下限，且工作时器件需要承受需数倍于电网电压峰值的电压，在一些有特定要求的场合，也不是无功和谐波治理装置的合适结构。

发明内容

针对现有技术的缺陷，本发明的目的在于提供一种能较好的治理配电网中的谐波且能同时连续补偿电网中的无功的基于无功补偿电容的电能质量调节装置。

为实现上述目的，本发明提供了一种基于无功补偿电容的电能质量调节装置，包括：以并联方式连接在单相电网与单相非线性负载之间的变换模块，所述变换模块包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容、第一电感以及连接在单相电网火线与零线之间的串联连接的第二电感和第二电容；所述第一开关管的一端连接至所述第二电感和所述第二电容的串联连接端，所述第一开关管的另一端与所述第二开关管的一端连接；所述第二开关管的另一端与所述第四开关管的另一端连接；所述第四开关管的一端与所述第三开关管的另一端连接；所述第三开关管的一端连接至所述第二电容与单相电网相连的连接端；所述第一电容的一端连接至所述第四开关管与所述第三开关管的连接端，所述第一电容的另一端通过所述第一电感连接至所述第一开关管与所述第二开关管的连接端；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的控制端均接收外部的驱动信号，根据外部的驱动信号控制一端与另一端之间的导通；所述第一开关管和第三开关管导通的同时所述第二开关管和第四开关管截止，所述第一开关管和第三开关管截止的同时所述第二开关管和第四开关管导通。

更进一步地，所述第一开关管与所述第二开关管组合成为半桥式封装的开关管模块，所述第三开关管与所述第四开关管组合成为半桥式封装的开关管模块。

更进一步地，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管为IGBT管或MOS管；IGBT管的栅极作为所述开关管的控制端，IGBT管的集电极作为所述开关管一端，IGBT管的发射极作为所述开关管的另一端。

本发明的目的还提供一种实现上述的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的控制方法，包括下述步骤：

S11：获取单相电网电压的相位θ；

S12：将单相电网电源侧的电流i_s变换为静止坐标系αβ中的电流i_αβ，通过第一级dq变换和二阶巴特沃斯低通滤波变换将电流信号i_αβ中不同频率的谐波信号转化为dq坐标系中的直流信号i_dn和i_qn，所述直流信号i_dn和i_qn对应的dq变换采用的参考相位为nθ，n表示谐波次数，n＝2k+1，k为非负整数；

S13：在dq坐标系中对直流信号i_dn和i_qn进行PID控制；

S14：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn和d_qn转换为n次谐波对应的参考调制信号d_n ^*，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ，参考调制信号取自dq反变换后a相的信号；

S15：将各次谐波对应的参考调制信号叠加获得总的参考调制信号d^*；

S16：将总的参考调制信号d^*与高频锯齿载波比较产生PWM信号并控制开关管的开断从而控制谐波电流和无功电流。

本发明的目的还提供一种基于无功补偿电容的电能质量调节装置，包括：连接在三相电网与三相非线性负载之间的变换电路，所述变换电路包括：三个分别与所述三相电网的火线连接的变换模块；所述变换模块包括：第一电感、第一电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第二电感和第二电容；所述第二电感的一端与三相电网连接，所述第二电感的另一端通过所述第二电容连接至所述基于无功补偿电容的电能质量调节装置的中性点；所述第一开关管的一端连接至所述第二电感的另一端；所述第二开关管的一端连接至所述第一开关管的另一端；所述第四开关管的一端连接至所述第三开关管的另一端；所述第四开关管的另一端连接至所述第二开关管的另一端；所述第一电容的一端连接至所述第四开关管与所述第三开关管的连接端，所述第一电容的另一端通过所述第一电感连接至所述第一开关管与第二开关管的连接端；所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的控制端均接收外部的驱动信号，根据外部的驱动信号控制所述第一开关管和第三开关管导通的同时所述第二开关管和第四开关管截止，所述第一开关管和第三开关管截止的同时所述第二开关管和第四开关管导通；每个变换模块中的第三开关管的一端连接在一起构成所述基于无功补偿电容的电能质量调节装置的所述中性点。

本发明还提供一种实现上述的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的控制方法，包括下述步骤：

S21：获取三相电网电压的相位θ；

S22：通过第一级的dq变换和二阶巴特沃斯低通滤波变换将三相电网电源侧的电流信号i_sabc中所含不同相序和频率的谐波信号转化为直流信号i_dn±和i_qn±，其中“±”表示相序的正负，n表示谐波次数，n＝6k±1，k为整数，直流信号i_dn±和i_qn±对应的dq变换采用的参考相位为±nθ；

S23：对直流信号i_dn±和i_qn±进行PID控制；

S24：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn±和d_qn±转换为n次谐波对应的参考调制信号d_xn±，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ，其中x表示a，b，c三相中的一相；

S25：将每相各次谐波对应的参考调制信号叠加获得总的参考调制信号d_x ^*，其中n次负序电流对应的三相参考调制信号d_xn-分别取自dq反变换后abc三相的结果，而n次正序电流对应的三相参考调制信号d_xn+均取自dq反变换后a相的结果；

S26：将每相总的参考调制信号d_x ^*与高频锯齿载波比较产生PWM信号并控制对应相的开关管的开断从而控制谐波电流和无功电流。

更进一步地，在步骤S22中，通过第一级的dq变换和低通滤波变换将三相电网电源侧的电流信号i_sabc中所含不同相序和频率的谐波信号转化为直流信号i_dn±和i_qn±。

更进一步地，步骤S24具体为：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn±和d_qn±转换为n次参考调制信号d_xn±，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ。

本发明提供的基于无功补偿电容的电能质量调节装置通过占空比偶次谐波调制对开关管实施脉宽调制，可同时对电网电源侧的无功电流及谐波电流进行动态补偿；能较好的治理配电网中的谐波。

附图说明

图1为本发明实施例提供的与单相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的电路结构示意图；

图2为本发明实施例提供的与单相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的控制方法示意图；

图3为本发明实施例提供的与三相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的电路结构示意图；

图4为本发明实施例提供的与三相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的控制方法示意图；

图5为本发明实施例提供的对与单相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置进行无功和谐波补偿时PCC处的电压电流波形示意图；

图6为本发明实施例提供的对与三相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置进行无功和谐波补偿时PCC处的a相电压电流波形示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1示出了本发明实施例提供的与单相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的电路结构；为了便于说明，仅示出了与本发明实施例相关的部分，详述如下：

基于无功补偿电容的电能质量调节装置包括：以并联方式连接在单相电网与单相非线性负载2之间的变换模块1，变换模块1包括：第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3、第四开关管T4、第一电容C、第一电感L_F1以及依次串联连接在单相电网火线与零线之间的第二电感L_F2和第二电容C_F；第一开关管T1的一端连接至第二电感L_F2和第二电容C_F的串联连接端，第一开关管T1的另一端与第二开关管T2的一端连接；第二开关管T2的另一端与第四开关管T4的另一端连接；第四开关管T4的一端与第三开关管T3的另一端连接；第三开关管T3的一端连接至单相电网零线；第一电容C的一端连接至第四开关管T4与第三开关管T3的连接端，第一电容C的另一端通过第一电感L_F1连接至第一开关管T1与第二开关管T2的连接端；第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4的控制端均接收外部的驱动信号，根据外部的驱动信号控制一端与另一端之间的导通；第一开关管T1和第三开关管T3导通的同时第二开关管T2和第四开关管T4截止，第一开关管T1和第三开关管T3截止的同时第二开关管T2和第四开关管T4导通。

作为本发明的另一个实施例，第二电感L_F2可以与单相电网零线连接，此时第二电容C_F和第三开关管T3的一端分别与单相电网火线连接。

在本发明实施例中，第一开关管T1与第二开关管T2可以组合成为半桥式封装的开关管模块，第三开关管T3与第四开关管T4可以组合成为半桥式封装的开关管模块。

作为本发明的一个实施例，第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4可以为带有反并联二极管的IGBT管或MOS管；当上述开关管均采用IGBT管时，第一IGBT管T1的发射极与第二IGBT管T2的集电极相连，第二IGBT管T2的发射极与第四IGBT管T4的发射极相连，第四IGBT管T4的集电极与第三IGBT管T3的发射极相连，输出电感L_F1的一端与第一IGBT管T1的发射极相连，输出电感L_F1的另一端与无功补偿电容C相连，无功补偿电容C的另一端与第三IGBT管T3的发射极相连，LC滤波器中电感L_F2的一端与单相电网火线相连，LC滤波器中电感L_F2的另一端与LC滤波器中的电容C_F和第一IGBT管T1的集电极相连，LC滤波器中的电容C_F的另一端与第三IGBT管T3的集电极和单相电网零线相连，所有IGBT管的栅极均接收外部设备提供的驱动信号，其中第一IGBT管T1的栅极和第三IGBT管T3的栅极接收的驱动信号与所述的第二IGBT管T2的栅极和第四IGBT管T4的栅极接收的驱动信号互补。

本发明实施例提供的基于无功补偿电容的电能质量调节装置采用直接交-交变换方式，通过占空比偶次谐波调制对交流开关实施脉宽调制，可对电网电源侧的无功电流及谐波电流进行动态补偿；不但能较好的治理配电网中的谐波，还能同时连续补偿电网中的无功；另外通过使用无功补偿电容，并采用带反并联二极管的功率开关管组合封装，可以在传统的无功治理设备固定电容器组的基础上进行升级改造，从而使得装置的结构更加紧凑，装置的装设和维护成本降低，具有明显的经济效益。

如图2所示，实现上述的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的控制方法包括下述步骤：

S11：检测PCC电压v_PCC，通过锁相环节PLL获取电网电压的相位θ；

S12：检测单相电网电源侧电流i_s，将i_s变换为静止坐标系αβ中的电流i_αβ(比如直接将i_s作为i_α，将i_s延时1/4基波周期获得i_β，如下式(1)所示)，然后通过第一级的dq变换和二阶巴特沃斯低通滤波器将电流信号i_αβ中所含不同频率的谐波信号转化为dq坐标系中的直流信号i_dn和i_qn，所述直流信号i_dn和i_qn对应的dq变换采用的参考相位为nθ，采用的dq变换公式如式(2)所示，i’_dn和为i’_qn为dq变换后二阶巴特沃斯低通滤波器之前的信号；

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\left(t\right)\\ i_{\mathrm{\β}}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{i}_s\left(t\right)\\ i_s(t-T/4)\end{array}\right]---\left(1\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{dn}}^{\′}\\ i_{\mathrm{qn}}^{\′}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)& \cos \left(\mathrm{n\θ}\right)\\ \cos \left(\mathrm{n\θ}\right)& -\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ {(-1)}^{\frac{n+1}{2}}{i}_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]---\left(2\right)$

S13：在新坐标系下采用PID控制器对直流信号i_dn和i_qn进行比例-积分-微分控制；

S14：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn和d_qn转换为n次谐波对应的参考调制信号d_n ^*，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ，参考调制信号取自dq反变换后a相的信号，如式(3)所示；

$\left\{\begin{array}{c}{d}_1^{*}=d_{q1}\\ d_n^{*}=d_{\mathrm{dn}}\sin \left((n-1)\mathrm{\θ}\right)+d_{\mathrm{qn}}\cos \left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\end{array}\right.---\left(3\right)$

S15：将各次谐波对应的参考调制信号叠加获得总的参考调制信号d^*，如式(4)所示；

$d^{*}=d_1^{*}+d_3^{*}+d_5^{*}+...---\left(4\right)$

S16：将总的参考调制信号d^*与高频锯齿载波比较产生PWM信号控制IGBT的开断，从而控制谐波电流和无功电流。当第一IGBT管T₁和第三IGBT管T₃组成的第一双向交流开关开通/关断时，第二IGBT管T₂和第四IGBT管T₄组成的第二双向交流开关关断/开通。如此可以产生无功和谐波补偿电流i_D-CAP注入电网，将电网电源侧的减小到零。补偿效果如图5所示，从上到下依次为PCC电压波形、负载电流波形、补偿电流波形和电网电源侧电流波形。

如图3所示，基于无功补偿电容的电能质量调节装置包括：连接在三相电网与三相非线性负载200之间的变换电路100，变换电路100包括：三个分别与三相电网的火线连接的变换模块；变换模块包括：第一电感L_F1、第一电容C、第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3、第四开关管T4、第二电感L_F2和第二电容C_F；第二电感L_F2的一端与三相电网连接，第二电感L_F2的另一端通过所述第二电容C_F连接至基于无功补偿电容的电能质量调节装置的中性点；第一开关管T1的一端连接至第二电感L_F2的另一端；第二开关管T2的一端连接至所述第一开关管T1的另一端；第四开关管T4的一端连接至第三开关管T3的另一端；第四开关管T4的另一端连接至第二开关管T2的另一端；第一电容C的一端连接至第四开关管T4与第三开关管T3的连接端，第一电容C的另一端通过第一电感L_F1连接至第一开关管T1与第二开关管T2的连接端；第一开关管T1、第二开关管T2、第三开关管T3和第四开关管T4的控制端均接收外部的驱动信号，根据外部的驱动信号控制第一开关管T1和第三开关管T3导通的同时第二开关管T2和第四开关管T4截止；第一开关管T1和第三开关管T3截止的同时第二开关管T2和第四开关管T4导通；每个变换模块中的第三开关管T3的一端连接在一起构成基于无功补偿电容的电能质量调节装置的中性点。

在本发明实施例中，由三个单相动态电容器星形连接构成的基于无功补偿电容的电能质量调节装置，其中x(x＝a，b，c)相的第三IGBT管T_x3的集电极连接在一起构成基于无功补偿电容的电能质量调节装置的中性点，x相的LC滤波器中电感L_F2x的一端与三相电网对应相的母线相连。所有IGBT管的栅极均接收外部设备提供的驱动信号，其中每相的第一IGBT管T_x1的栅极和第三IGBT管T_x3的栅极接收的驱动信号与所述的第二IGBT管T_x2的栅极和第四IGBT管T_x4的栅极接收的驱动信号互补。每相的第一IGBT管T_x1和第二IGBT管T_x2可组合成为半桥式封装的开关管模块，第三IGBT管T_x3和第四IGBT管T_x4可组合成为半桥式封装的开关管模块。

本发明通过功率开关管的位置变换、组合后，可以使用常见的半桥式封装的模块实现双向交流开关的功能，这使得装置的实现更容易，有利于大规模生产；可以通过在已有的固定无功补偿电容器组基础上改造实现，如此可以降低工业和商业用户的无功和谐波综合治理成本。

如图4所示，一种实现上述的与三相电网连接的基于无功补偿电容的电能质量调节装置的控制方法包括下述步骤：

S21：检测PCC三相电压v_PCCabc，通过锁相环节获得电网电压相位θ；

S22：通过第一级的dq变换和二阶巴特沃斯低通滤波变换将三相电网电源侧的电流信号i_sabc中所含不同相序和频率的谐波信号转化为直流信号i_dn±和i_qn±，其中“±”表示相序的正负，n表示谐波次数，n＝6k±1，k为整数，直流信号i_dn±和i_qn±对应的dq变换采用的参考相位为±nθ，采用的dq变换公式如式(5)和(6)所示，i′_dn±和i′_qn±为dq变换后二阶巴特沃斯低通滤波器之前的信号；

$\left[\begin{array}{c}{i^{\′}}_{\mathrm{dn}+}\\ {i^{\′}}_{\mathrm{qn}+}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{n\θ}\right)& \sin (\mathrm{n\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin (\mathrm{n\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos \left(\mathrm{n\θ}\right)& \cos (\mathrm{n\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{n\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sa}}\\ i_{\mathrm{sb}}\\ i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right]---\left(5\right)$

$\left[\begin{array}{c}{i^{\′}}_{\mathrm{dn}-}\\ {i^{\′}}_{\mathrm{qn}-}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin (-\mathrm{n\θ})& \sin (-\mathrm{n\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \sin (-\mathrm{n\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \cos (-\mathrm{n\θ})& \cos (-\mathrm{n\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (-\mathrm{n\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sa}}\\ i_{\mathrm{sb}}\\ i_{\mathrm{sc}}\end{array}\right]---\left(6\right)$

S23：在新坐标系下采用PID控制器对直流信号i_dn±和i_qn±进行比例-积分-微分控制；

S24：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn±和d_qn±转换为n次参考调制信号d_xn±，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ，如式(7)所示；

$\left\{\begin{array}{c}{d}_{a1+}=d_{q1+}\\ \left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{an}\±}\\ d_{\mathrm{bn}\±}\\ d_{\mathrm{cn}\±}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\sin \left((n-1)\mathrm{\θ}\right)& \cos \left((n-1)\mathrm{\θ}\right)\\ \sin ((n-1)\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos ((n-1)\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \sin ((n-1)\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos ((n-1)\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{dn}\±}\\ d_{\mathrm{qn}\±}\end{array}\right]\end{array}\right.---\left(7\right)$

S25：将每相各次参考调制信号叠加获得总的参考调制信号d_x ^*，其中n次负序电流对应的三相参考调制信号分别取自dq反变换后abc三相的结果，而n次正序电流对应的三相参考调制信号均取自dq反变换后a相的结果，如式(8)所示；

$\left\{\begin{array}{c}{d}_a^{*}=d_{a1+}+d_{a5-}+d_{a7+}+...\\ d_b^{*}=d_{a1+}+d_{b5-}+d_{a7+}+...\\ d_c^{*}=d_{a1+}+d_{c5-}+d_{a7+}+...\end{array}\right.---\left(8\right)$

S26：将每相总的参考调制信号d_x ^*与高频锯齿载波比较产生PWM信号控制对应相的IGBT管的开断，当对应相第一IGBT管T_x1和第三IGBT管T_x3组成的第一双向交流开关开通/关断时，第二IGBT管T_x2和第四IGBT管T_x4组成的第二双向交流开关关断/开通。如此可以产生无功和谐波补偿电流i_D-CAPx注入电网，将电网电源侧的谐波和无功电流减小到零。补偿效果如图6所示，从上到下依次为A相的PCC电压波形、负载电流波形、补偿电流波形和电网电源侧电流波形。

本发明实施例提供的基于无功补偿电容的电能质量调节装置和其控制方法通过占空比偶次谐波调制对开关管实施脉宽调制，可同时对电网电源侧的无功电流及谐波电流进行动态补偿；还可以有选择地补偿特定频率段的谐波电流；在传统的无功治理设备固定电容器组的基础上进行升级改造，从而使得装置的结构更加紧凑，装置的装设和维护成本降低，具有明显的经济效益。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于无功补偿电容的电能质量调节装置，包括：以并联方式连接在单相电网与单相非线性负载之间的变换模块，其特征在于，所述变换模块包括：

第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第一电容、第一电感以及连接在单相电网火线与零线之间且串联连接的第二电感和第二电容；

所述第一开关管的一端连接至所述第二电感和所述第二电容的连接端，所述第一开关管的另一端与所述第二开关管的一端连接；所述第二开关管的另一端与所述第四开关管的另一端连接；所述第四开关管的一端与所述第三开关管的另一端连接；所述第三开关管的一端连接至所述第二电容与单相电网相连的连接端；

所述第一电容的一端连接至所述第四开关管与所述第三开关管的连接端，所述第一电容的另一端通过所述第一电感连接至所述第一开关管与所述第二开关管的连接端；

所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的控制端均接收外部的驱动信号，根据外部的驱动信号控制一端与另一端之间的导通；所述第一开关管和第三开关管导通的同时所述第二开关管和第四开关管截止，所述第一开关管和第三开关管截止的同时所述第二开关管和第四开关管导通。

2.如权利要求1所述的电能质量调节装置，其特征在于，所述第一开关管与所述第二开关管组合成为半桥式封装的开关管模块，所述第三开关管与所述第四开关管组合成为半桥式封装的开关管模块。

3.如权利要求1所述的电能质量调节装置，其特征在于，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管为IGBT管或MOS管；IGBT管的栅极作为所述开关管的控制端，IGBT管的集电极作为所述开关管一端，IGBT管的发射极作为所述开关管的另一端。

4.一种实现权利要求1-3任一项所述的电能质量调节装置的控制方法，其特征在于，包括下述步骤：

S11：获取单相电网电压的相位θ；

S12：将单相电网电源侧的电流i_s变换为静止坐标系αβ中的电流i_αβ，通过第一级dq变换和二阶巴特沃斯低通滤波变换将电流信号i_αβ中不同频率的谐波信号转化为dq坐标系中的直流信号i_dn和i_qn，所述直流信号i_dn和i_qn对应的dq变换采用的参考相位为nθ；n表示谐波次数，n＝2k+1，k为非负整数；

S13：在dq坐标系中对直流信号i_dn和i_qn进行PID控制；

S14：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn和d_qn转换为n次谐波对应的参考调制信号d_n ^*，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ，参考调制信号取自dq反变换后a相的信号；

S15：将各次谐波对应的参考调制信号叠加获得总的参考调制信号d^*；

S16：将总的参考调制信号d^*与高频锯齿载波比较产生PWM信号并控制开关管的开断从而控制谐波电流和无功电流。

5.一种电能质量调节装置，包括：连接在三相电网与三相非线性负载之间的变换电路，其特征在于，所述变换电路包括：三个分别与所述三相电网的火线连接的变换模块；所述变换模块包括：

第一电感、第一电容、第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第二电感和第二电容；

所述第二电感的一端与三相电网连接，所述第二电感的另一端通过所述第二电容连接至所述电能质量调节装置的中性点；

所述第一开关管的一端连接至所述第二电感的另一端；所述第二开关管的一端连接至所述第一开关管的另一端；所述第四开关管的一端连接至所述第三开关管的另一端；所述第四开关管的另一端连接至所述第二开关管的另一端；所述第一电容的一端连接至所述第四开关管与所述第三开关管的连接端，所述第一电容的另一端通过所述第一电感连接至所述第一开关管与第二开关管的连接端；

所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的控制端均接收外部的驱动信号，根据外部的驱动信号控制所述第一开关管和第三开关管导通的同时所述第二开关管和第四开关管截止，所述第一开关管和第三开关管截止的同时所述第二开关管和第四开关管导通；

每个变换模块中的第三开关管的一端连接在一起构成所述电能质量调节装置的所述中性点。

6.一种实现权利要求5所述的电能质量调节装置的控制方法，其特征在于，包括下述步骤：

S21：获取三相电网电压的相位θ；

S22：通过第一级的dq变换和二阶巴特沃斯低通滤波变换将三相电网电源侧的电流信号i_sabc中所含不同相序和频率的谐波信号转化为直流信号i_dn±和i_qn±，其中“±”表示相序的正负，n表示谐波次数，n＝6k±1，k为整数，直流信号i_dn±和i_qn±对应的dq变换采用的参考相位为±nθ；

S23：对直流信号i_dn±和i_qn±进行PID控制；

S24：通过第二级dq反变换将经过PID控制后的信号d_dn±和d_qn±转换为n次谐波对应的参考调制信号d_xn±，dq反变换采用的参考相位为(n-1)θ其中x表示a，b，c三相中的一相；

S25：将每相各次谐波对应的参考调制信号叠加获得总的参考调制信号d_x ^*，其中n次负序电流对应的三相参考调制信号d_xn-分别取自dq反变换后abc三相的结果，而n次正序电流对应的三相参考调制信号d_xn+均取自dq反变换后a相的结果；

S26：将每相总的参考调制信号d_x ^*与高频锯齿载波比较产生PWM信号并控制对应相的开关管的开断从而控制谐波电流和无功电流。

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