CN1830024A - 在无线通信系统中用于终止接收的方法和装置 - Google Patents

Abstract

接收机前端(302)，接收包括在语音信道上的预设符号模式的已知停止波形(114)，该停止波形在传输结束时发送。处理器(304)，连接到接收机前端，响应于检测停止波形而终止(512)语音信道的接收。处理器计算(504)从所接收信号导出的多个特征，包括载波信噪比、在停止波形的所有符号上的最大归一化符号相关能量、以及多个小的和多个大的归一化符号能量值。处理器通过比较多个特征和相应多个预设阀值，检测(506)停止波形。

Description

在无线通信系统中用于终止接收的方法和装置

技术领域

本发明通常涉及无线数据通信系统，更具体涉及在移动通信系统中便于在传输结束同时，终止语音信道上的所接收信号的接收的方法和装置。

背景技术

在调度(dispatch)语音通信系统中，通过发起语音通信设备，在随机时间发送消息，并显示出随机的持续时间。当检测到接收到传输时，目标通信设备同步于发起者的传输，并优选地解码该传输语音消息持续时间。在大多数情况下，实时地将语音消息传递到目标设备，并通过扬声器或耳机播放出来。经常地，在无线通信系统中，在传输其间语音信道变得不可靠，并且目标设备不能确定传输是否结束。在当目标丢失发起者的传输并且不确定传输是否还在进行的情况下，目标可能决定丢弃该呼叫，并且为了新的传输返回监测采集信道。这将导致目标设备过早丢弃许多传输。或者，目标将继续解码语音信道，但是没有了可靠的接收信号。在许多情况下，这将导致目标系于语音信道时间过长，并潜在地错过在采集信道上出现的其他传输。很明显，需要更加强壮的方法来结束不稳定的通信信道上的调度语音传输。

附图说明

贯穿单独视图，使用相似参考标号指代相同或功能上相似的单元并且连同下文详细说明被合并以构成说明书一部分的附图，用于进一步说明各种实施例，并根据本发明解释各种原理和优势。

图1是根据本发明的示例性传输的时序图。

图2是根据本发明的示例性接收机的高级功能性框图。

图3是根据本发明的接收机的电子框图。

图4是根据本发明的示例性无线通信设备的电子框图。

图5是描述根据本发明的方法的流程图。

具体实施方式

总言之，本公开涉及使用发射机和接收机以对通信单元，或更具体的，对在其中操作的其用户提供服务的通信系统。更具体，将论述并公开在无线通信系统中实施为方法和装置的各种概念和原理，该方法和装置用于在该通信系统中便于在传输结束同时，终止语音信道上的所接收信号的接收。特别关注的通信系统是那些被配置并发展为通过数字调制和编码提供语音通信的系统，更具体是那些采用M(M-ary)频移键控(FSK)调制的无线数字语音通信系统。一个例子是从Motorola，Inc.可获得的iDEN^TM系统及其发展，尽管还在其他系统和设备中应用所述概念和原理。

提供了直接的公开，来以使能的方式进一步解释做出并使用根据本发明的各种实施例的最佳模式。进一步提供该公开，以增强对其创造性的原理和优势的理解和评价，而不是以任何方式限制本发明。仅由所附权利要求限定本发明，该权利要求包括在本申请未决其间做出的任何修改及如所发布的那些权利要求的所有等同。

还应理解相对用语的使用，如果有的话，例如第一个第二，上和下等仅用于将一个从另一个实体或行为中区分出，而不一定必然需要或暗示这种实体或行为之间的任何实际的这种关系或次序。

最好使用或以一个或多个传统数字信号处理器(DSP)，或者使用集成电路(IC)例如定制或特定IC的应用来实现许多创造性的功能和许多创造性的原理。期望当由在此公开的概念和原理指导时，本领域技术人员将以最少的经验，能够容易地编程这种DSP，或生成这种IC。因此，为了简洁以及最小化任何遮蔽根据本发明的原理和概念的危险，将对例如编程、DSP、IC的讨论限制于相对于由优选实施例所使用的原理和概念的本质。

在背景技术中在此说明的问题的创造性方案包括由发起设备的独特停止波形，或后同步信号的有利传输，当检测到其时，其表示语音传输结束。优选地，该停止波形是非常可靠的，具有在极低信噪比下被检测的性能，使得即使当信道质量极差时，目标可以检测该停止波形。这赋予了目标持续监测语音信道的能力，而且具有难以错过停止波形的信心。当正确执行时，该方案将显著改善该情形，由于目标将仅当发生传输时以高可靠性来检测语音信道，并且在发起者终止传输的同时以高可靠性终止接收，由此使得目标在正确的时刻检测采集信道。为了提供强壮的方案，停止波形必须能够当在发起者和接收设备之间发生时间和频率漂移时被检测到。此外，停止波形检测器必须能够以非常低的载波信噪比(C/N)检测信号，而同时，显示出对在感兴趣的频带内出现的不期望信号的错误检测的抗扰性。

参照图1，示例性传输的时序图100描述在每个语音传输的结束所发送的信号格式，其中三个停止波形时隙(slot)104、106、108紧随着最后的语音时隙102。停止波形本身占据N数据符号的有效载荷段114，并包括大部分停止波形时隙。短的时隙向上倾斜斜波112和向下倾斜斜波116段，以及频率跳迁开关118间隔，也包含在停止波形时隙内。优选地N是较大数字，并优选是2的幂，如N＝128。

通过连续发送停止波形时隙三次，在三次独立的频率跳迁上，我们提供停止波形的三阶分集(three-order diversity)，由此使其在边缘信道条件下更可靠。

优选地通过根据下列等式调制对发射机和接收机都已知的序列，作为M-FSK信号，来构建停止波形

$s\left(t\right)=\exp \left(\mathrm{j\πh}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{u}_{m}q(t-\mathrm{mT})\right)$

其中h是调制系数，T是符号持续时间，{u_m}是已知的所发射数据序列，以及q(t)是归一化相位脉冲

$q\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& t<0\\ t/T& 0\&le;t\&le;T\\ 1& t>T\end{array}\right..$

可示出，在符号间隔m期间，由下式给出调制的相位

${\mathrm{\&theta;}}_m\left(\mathrm{\&tau;}\right)=\&angle;s(\mathrm{\&tau;}+\mathrm{mT})=\frac{{\mathrm{\&pi;hu}}_m\mathrm{\&tau;}}{T}+\mathrm{\&pi;h}\underset{i<m}{\mathrm{\&Sigma;}}{u}_i,$

其中0≤τ≤T。观察该等式可知，在符号间隔m期间，所发送信号仅仅是已知频率和已知起始相位的正弦曲线，该已知频率由已知符号值u_m确定，该已知起始相位由已知符号序列

确定。

在一个实施例中，M-FSK语音数据符号由例如下式的奇数符号值形成

u＝[+7 -3 +3 -1 -1 -7 +5 +1 ...].

在该实施例中，优选地，停止波形符号由偶数值形成，使得生成具有随机M-FSK语音数据的低交叉相关，

例如，向量u中的每个符号来自下面的集

{-6 -4 -2 0 +2 +4 +6}.

此外，为了避免关于DC偏移的问题，我们还使得停止波形正交，并因此通过仅从下面的集中抽取符号，而不受DC偏移的影响

{-6 -4 -2 +2 +4 +6}.

图2是示例性接收机的高级功能性框图200，该接收机根据在此讨论的概念和原理操作。请注意接收机优选地在两个平行通路上处理所接收信号202，第一个通路是用于M-FSK语音数据的解调制器204，紧随其的是生成音频输出208的解码和处理功能206。第二个通路是停止波形检测器210，其能够使用检测信号212中断语音处理功能，并且当检测到停止波形时终止消息。基于该操作模式，很明显当随机M-FSK数据出现在信道上时，停止波形检测器不能错误地检测停止波形。实际上，除了加性白高斯噪声(AWGN)之外，有许多类型的信号，相对于其我们期望停止波形检测器具有非常低的错误检测概率。明显的信号是宽频噪声、窄频干扰、以及在现有系统中的已知信号类型，例如以例如“脱网功能(Talk-Around)”模式发送的其他类型的时隙格式。

在第一实施例中，停止波形检测器的基础是在AWGN中具有未知相位的已知信号的最大似然检测，即非相干检测，其中下列相关

$C={\left|\frac{1}{\mathrm{NT}}\underset{0}{\overset{\mathrm{NT}}{\&Integral;}}r\left(t\right)s^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}\right|}^2,$

其中r(t)是所接收的信号以及s(t)是已知的所发送信号，与阀值η做比较。如果相关C超过阀值η，那么可以认为已经检测到停止波形信号。接下来阀值η涉及噪声功率σ_n ²和目标噪声错误概率P_f，根据

$\mathrm{\&eta;}=\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_n^2}{N}\ln \left(\frac{1}{P_f}\right).$

如果对于接收机噪声估计

可知，那么我们可以用公式表示最大似然检测器作为载波信噪比(C/N)估计，紧接着是阀值检测，其中量

$\left(\frac{C}{N}\right)=\left(\frac{1}{{\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}_n^2}\right)\&CenterDot;{\left|\frac{1}{\mathrm{NT}}\underset{0}{\overset{\mathrm{NT}}{\&Integral;}}r\left(t\right)s^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}\right|}^2$

与修改的阀值做比较

${\mathrm{\&eta;}}_{C/N}=\frac{1}{N}\ln \left(\frac{1}{P_f}\right).$

应注意，当期望的噪声错误概率P_f减小时，C/N阀值η_c/N增加。相似地，对于固定的噪声错误概率P_f，当在停止波形中的符号数目N增加时，需要的阀值减小。对于大的N，阀值可以变得相当小，表示C/N估计可以以很小的值通过检测器。换句话说，对于大的N，停止波形检测器可以在很小的C/N下操作。

上面的推导适于在AWGN接收的具有优异时间和频率同步的信号。在该申请中，接收机有时将丢失发送的信号足够长时间，当停止波形出现在信道上时，同步将不是很好。因此停止波形检测器优选地在预设范围内的时间和频率上查找。我们从以离散时间表达的相关C开始

$C={\left|\frac{1}{{\mathrm{NN}}_s}\underset{n=0}{\overset{N{N}_s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r\left(n\right)s^{*}\left(n\right)\right|}^2,$

其中N_s是在接收机中的每FSK符号的采样数目。它可以被分解为符号间隔，并根据下式组合

$C={\left|\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j{\mathrm{\&theta;}}_m}\mathrm{\&lambda;}\left(m\right)\right|}^2,$

其中符号级相关(symbol-level correlation)

$\mathrm{\&lambda;}\left(m\right)=\frac{1}{N_s}\underset{l=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(l+{\mathrm{mN}}_s)\exp (-j\frac{\mathrm{\&pi;}{u}_m}{N_s}l),$

其中具有已知的起始相位

${\mathrm{\&theta;}}_m=\mathrm{\&pi;h}\underset{i<m}{\mathrm{\&Sigma;}}{u}_i.$

使用在发射机和接收机之间出现的频率错误，最大相似性检测规则规定我们根据下式，用公式表示在不同的偏移频率{ω_k}的相关{P_k}的重复性(multiplicity)

$P_k={\left|\frac{1}{{\mathrm{NN}}_s}\underset{n=0}{\overset{{\mathrm{NN}}_s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r\left(n\right){\left[s\left(n\right)e^{j{\mathrm{\&omega;}}_{k}n}\right]}^{*}\right|}^2,$

再一次，其可以被分解为符号级相关

$P_k={\left|\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j{\mathrm{\&theta;}}_m}\mathrm{\&lambda;}(m,{\mathrm{\&omega;}}_k)\right|}^2,$

其中根据下式，现在我们需要每个偏移频率ω_k的一组新的符号级相关

$\mathrm{\&lambda;}(m,{\mathrm{\&omega;}}_k)=\frac{1}{N_s}\underset{l=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(l+m{N}_s)\exp (-j\frac{{\mathrm{\&pi;u}}_m}{N_s}l)\exp [-j{\mathrm{\&omega;}}_k(l+m{N}_s)]$

其中0≤m≤N-1。不是直接计算这些，我们在检测器中做出下列分段的近似

exp[-jω_k(l+mN_s)]≈exp(-jω_kmN_s)，

使得

$P_k\&ap;{\left|\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j{\mathrm{\&theta;}}_m}{e}^{-j{\mathrm{\&omega;}}_{k}m{N}_s}\mathrm{\&lambda;}\left(m\right)\right|}^2.$

与FSK符号率相比，只要在发射机和接收机之间频率不匹配是小的，该近似提供足够的频率捕捉范围，与最佳检测器相比，仅具有敏感度的小的降级。

除了频率查找，我们对检测器引入时间查找。在检测器中，计算量

$\mathrm{\&lambda;}(m,i)=\frac{1}{N_s}\underset{l=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}r(l+m{N}_s+i)\exp (-j\frac{\mathrm{\&pi;}{u}_m}{N_s}l)$ 其中-i_max≤i≤i_max.

请注意，这些是对于不同的定时偏移所计算的符号级相关。接下来，计算在每个定时偏移的相位校正序列的FFT幅度平方

$P_k\left(i\right)\&ap;{\left|\frac{1}{N}\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{e}^{-j{\mathrm{\&theta;}}_m}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;km}}{N}}\mathrm{\&lambda;}(m,i)\right|}^2$ 其中 $-\frac{N}{2}\&le;k\&le;\frac{N}{2}-1.$

对于每个定时偏移i，在频率上查找峰值能量

$k_0\left(i\right)={\arg \max }_{k\&Element;[-k_{\max },k_{\max }]}\left[P_k\left(i\right)\right],$

其中根据最大期望单边频率偏移f_max和FFT频率二进制分辨率(frequency bin resolution)来确定k_max，即

其中R_s是FSK符号率。接下来，对于每个定时偏移i，根据下式计算载波能量

$C\left(i\right)=\underset{k=k_0\left(i\right)-k_1}{\overset{k_0\left(i\right)+k_1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_k\left(i\right),$

其中k₁基于最大单边载波带宽f₁，即

然后确定定时偏移

$i_0=a{\mathrm{rg}\max }_{i\&Element;[-i_{\max },i_{\max }]}\left[C\left(i\right)\right],$

并且估计噪声能量

${\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}^2=\left[\underset{k=-N/2}{\overset{N/2-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{P}_k\left(i_0\right)\right]-C\left(i_0\right).$

然后将C/N估计 与阀值η_C/N做比较，该阀值与先前所推导的阀值不同。时间和频率查找改变了C/N估计的分布，导致不同的错误报警概率。因此，优选地根据经验确定阀值η_C/N。

停止波形检测器的第一实施例的问题是不期望的信号的错误检测，在下面概括N＝128的上述停止波形检测器。对于静态的多个值E_s/N_o，我们示出各种不期望信号类型的错误报警概率。

信号类型	Es/No＝-12dB	Es/No＝-4dB	Es/No＝4dB	Es/No＝12dB	Es/No＝20dB
						仅有噪声	0.000136
8-FSKw/0Hz偏移	0	0.0001	0.0001	0.0001	0.0004
						8-FSKw/随机偏移	0.0001	0.0003	0.0001	0.0041	0.0091
前同步w/随机偏移	0.0003	0.0002	0.0049	0.1080	0.2104
						具有随机偏移的其它停止波形	0.0001	0.0001	0.0008	0.0065	0.0152
具有随机频率的频带内干扰	0	0.0003	0.0068	0.0703	0.1103

应注意，当噪声错误报警率非常低时，某些信号类型生成不能接受的高错误报警率。很明显，为AWGN信道设计的“最佳检测器”并不适当地丢弃其他不期望的信号类型。将导致非常低的阀值η_C/N的、设计用于大N的检测器，设计为在非常低的C/N下操作的事实，只使问题变得更糟。

为消除错误，在第二实施例中，基于下面的归一化符号级能量序列，我们将另一组检测引入停止波形检测器

$\mathrm{\&beta;}\left(m\right)=\frac{{\left|\mathrm{\&lambda;}(m,i_0)\right|}^2}{e\left(m\right)},$

其中e(m)是在符号间隔m接收的能量

$e\left(m\right)=\frac{1}{N_s}\underset{l=0}{\overset{N_s-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|r(l+m{N}_s)\right|}^2.$

应注意，分子{β(m)}同步于最佳符号定时i₀，而分母没有。事实上，分母序列优选地同步于标称(nominal)，或先前建立的符号定时，该定时有利地减小用于抗错误算法的计算复杂度和存储要求。

仿真说明了当接收具有不同定时偏移的另一停止波形时，对序列{β(m)}发生的情况。当不期望的符号匹配期望的停止波形时，出现高相关，但是通常当它们不匹配时，出现非常低的相关。对于停止波形检测器已知的所有不期望的信号类型，出现该情况。

为丢弃这些信号类型，我们构成下面的量：

β_max＝max_{m∈[0，N-1]}[β(m)]

$\mathrm{flag}\_\mathrm{small}\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& \mathrm{\&beta;}\left(m\right)<0.250{\mathrm{\&beta;}}_{\max }\\ 0& \mathrm{\&beta;}\left(m\right)\&GreaterEqual;0.250{\mathrm{\&beta;}}_{\max }\end{array}\right.$

$\mathrm{flag}\_l\arg e\left(m\right)=\left\{\begin{array}{cc}0& \mathrm{\&beta;}\left(m\right)\&le;0.875{\mathrm{\&beta;}}_{\max }\\ 1& \mathrm{\&beta;}\left(m\right)>0.875{\mathrm{\&beta;}}_{\max }\end{array}\right.$

$\mathrm{num}\_\mathrm{small}=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{flag}\_\mathrm{small}\left(m\right)$

$\mathrm{num}\_l\arg e=\underset{m=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}\mathrm{flag}\_l\arg e\left(m\right).$

为丢弃这些类型的信号，仅当满足所有下述条件时，可以认为检测到了停止波形：

1. $\frac{C\left(i_0\right)}{{\widehat{\mathrm{\&sigma;}}}^2}>{\mathrm{\&eta;}}_{C/N}$

2.(num_small≤η_LO)或者((num_small+num_large)≤η_LO+HI)

3.β_max＞η_max

对于N＝128，我们已经使用下面的阀值，具有良好的结果：

1.η_C/N＝0.175

2.η_LO＝64

3.η_LO+HI＝85

4.η_max＝0.375

下面的表格示出适当地通过这些抗错误算法的新的错误报警率性能。应注意现在的性能是非常好的。

信号类型	Es/No＝-12dB	Es/No＝-4dB	Es/No＝4dB	Es/No＝12dB	Es/No＝20dB
						仅有噪声	0
8-FSKw/0Hz偏移	0	0	0	0	0
						8-FsKw/随机偏移	0	0	0	0	0
前同步w/随机偏移	0	0	0.0005	0	0
						具有随机偏移的其它停止波形	0	0.0001	0.0001	0.0009	0.0003
具有随机频率的频带内干扰	0	0	0.0002	0	0

参照图3，电子框图说明根据本发明的用于无线通信系统的接收机300。接收机300包括传统接收机前端302，用于接收已知的停止波形，该已知的停止波形包括语音信道上的预设符号模式，在传输结束时发送该停止波形。接收机前端302优选地与在从Motorola，Inc.可得的iDEN手持机中使用的接收机前端相类似。接收机300还包括处理器304，连接到前端302并编程为响应于检测停止波形而终止语音信道的接收。优选的处理器304是与从Motorola，Inc.可得的DSP5600处理器相似的传统的数字信号处理器(DSP)。接收机300还包括用户接口306，连接到处理器304并优选地包括用户控制和用于生成音频语音消息的传统扬声器。接收机300还包括传统存储器308，用于存储根据本发明的用于编程处理器304的可执行软件程序。

存储器308包括传统通信程序310，用于根据在通信系统中使用的通信协议，编程处理器304以与接收机前端302配合而通信。存储器308还包括停止波形程序312，用于根据在此讨论的概念和原理，编程处理器304以检测停止波形。此外，存储器308包括用于存储从由处理器304所接收的信号而导出的多个特征的空间。该多个特征包括载波信噪比314、最大归一化相关能量值316、以及多个小的和多个大的归一化符号能量值320。存储器308还包括用于存储归一化符号能量值318的位置。优选地停止波形程序312编程处理器304，以通过比较多个特性和相应的多个预设阀值来检测停止波形，如上所公开。

图4是用于无线通信系统的示例性无线通信传输设备400的电子框图。传输设备400包括传统发射机402，用于发射无线通信信号。发射机402优选地与从Motorola，Inc.可得的iDEM^TM手持机相似。发送设备400还包括传统处理器404，连接到发射机402，用于控制发射机402。处理器404优选是与从Motorola，Inc.可得的DSP56600相似的数字信号处理器(DSP)。传输设备400还包括传统用户接口406，连接到处理器404，用于与用户交互。用户接口优选地包括传统用户控制以及用于输入语音消息的麦克风。传输设备400还包括传统存储器408，用于存储用于编程处理器404的可执行软件程序。

存储器408包括传统通信程序410，用于根据在通信系统中使用的通信协议，编程处理器404以与发射机402配合而通信。存储器还包括停止波形程序414，用于编程处理器404以控制发射机402，以在传输结束时以在多个独立频率跳迁上的多个连续时隙发射预设停止波形。存储器408还包括M频移键控调制程序412，用于控制发射机402调制停止波形作为M频移键控(FSK)信号，其优选地仅使用没有用于发射语音消息数据的符号值。应理解，作为一种选择，可将部分接收机300和部分发射机设备400合并以形成双向通信设备。

图5是说明根据本公开的有利地终止接收的方法的流程图500。在无线通信系统中使用该方法，便于在语音信道上的传输结束时，终止语音信道上的所接收信号的接收。虽然参照图3和图4的结构说明，本方法还可以以其它设备的结构实践。通过发送设备400，以发送502开始该流程，已知的停止信号包括在语音信道上的预设符号模式。接收机300接收停止波形，并计算从所接收信号导出的多个特征。多个特征包括载波信噪比、在停止波形的所有符号上的最大归一化符号相关、以及多个小的和多个大的归一化符号能量值。然后接收机300通过比较多个特征和相应的多个预设阀值，试图506检测停止波形。当在步骤508，接收机300成功地检测到停止波形时，接收机300响应于检测停止波形而终止语音信道的接收。或者，接收机300继续510接收语音信道。

当发送停止波形时，传输设备400优选地调制停止波形，作为M频移键控(FSK)信号，以及接收机300优选地通过在不同的定时偏移上，基于具有期望符号偏移频率的预设符号模式，将在所接收的信号和已知停止波形之间的波形相关分解为符号级相关，而计算载波信噪比。然后接收机300对于每个不同的定时偏移，根据已知的调制系数和预设符号模式，相位校正符号级相关，由此生成多个相位校正的符号级相关序列。

接收机300通过对于每个定时偏移计算多个相位校正的符号级相关序列的傅立叶变换幅度平方(magnitude-squared)，持续计算载波信噪比。接收机300，通过对于每个定时偏移在预设范围执行频率查找，继续查找对应于该定时偏移的傅立叶变换中的最大能量峰值。接下来，接收机300通过累加以出现最大能量峰值的频率二进制(frequency bin)为中心的多个二进制上的傅立叶变换幅度平方，对于每个定时偏移计算载波能量。然后接收机300基于最大载波能量确定最佳定时偏移，并且通过在未用于计算载波能量的所有剩余二进制上累加对应于最佳定时偏移的傅立叶变换幅度平方，而计算噪声能量。最大载波能量除以噪声能量是载波信噪比。

接下来接收机300通过形成归一化符号相关能量序列，通过获得每个符号间隔的对应于所述最佳定时偏移的每个符号级相关的幅度平方，并除以在相同符号间隔上的接收信号功率，而计算在停止波形的所有符号上的最大归一化符号相关能量(symbol correlation energy)，其中分母项使用对应于标称符号定时的定时偏移。

然后接收机300计算在停止波形的所有符号上的小的和大的归一化符号能量值的数目，其中归一化符号相关能量值可称为是小的，如果其小于由小于整数(unity)的预设值度量的最大归一化符号相关能量，并且其中归一化符号相关能量可称为是大的，如果其大于由小于整数(unity)的预设值度量的最大归一化符号相关能量。

因此，很明显本发明优势地提供便于与传输结束同时，终止信道上的所接收信号的接收的方法和装置。该方法和装置优势地提供了用于结束在不稳定的信道上的传输，例如调度语音传输的强壮的方案。

本公开解释了如何适应并使用根据本发明的各种实施例而不是限制其真实、意指、和希望的范围。上述说明不意在为详尽的或将本发明限制在所公开的精确形式中。在上述的教导下，可以有改进或者改变。选择并描述实施例以提供本发明及其实际应用的原理的最佳说明，并使得本领与普通技术人员能够以各种使用意图适合于特定使用的各种改进的实施例实现本发明。当根据它们是公平的、合法的并且公正地授权的范围说明时，所有这些改进和变化在如所附权利要求及其所有等同所确定的本发明的范围内，该权利要求可以在本专利申请未决期间改变。

Claims (10)

1.一种无线通信接收机，便于在语音信道上的传输结束同时，终止语音信道上的所接收信号的接收，该无线通信接收机包括：

接收机前端，用于接收包括在语音信道上的预设符号模式的已知停止波形，该停止波形在传输结束时发送；以及

处理器，连接到接收机前端并被编程为响应于检测停止波形而终止语音信道的接收，

其中处理器还被编程为：

计算从所接收信号导出的多个特征，包括：

载波信噪比；

在停止波形的所有符号上的最大归一化符号相关能量；以及

多个小的和多个大的归一化符号能量值；以及

通过比较多个特征和相应多个预设阀值，检测停止波形。

2.如权利要求1的接收机，

其中调制停止波形作为M频移键控(FSK)信号，以及

其中处理器进一步被编程为通过在不同的定时偏移上，基于具有期望符号偏移频率的预设符号模式，将在所接收的信号和已知停止波形之间的波形相关分解为符号级相关，而计算载波信噪比。

3.如权利要求2的接收机，其中处理器进一步被编程为通过对于每个不同的定时偏移，根据已知的调制系数和预设符号模式，相位校正所述符号级相关，由此生成多个相位校正的符号级相关序列，而计算载波信噪比。

4.如权利要求3的接收机，其中处理器进一步被编程为通过对于每个定时偏移，计算多个相位校正的符号级相关序列的傅立叶变换幅度平方，而计算载波信噪比。

5.如权利要求4的接收机，其中处理器进一步被编程为通过对于每个定时偏移，在预设范围执行频率查找，查找对应于该定时偏移的傅立叶变换中的最大能量峰值，而计算载波信噪比。

6.一种在移动通信设备中便于与信道上的传输结束同时，终止所接收信号的接收的方法，该方法包括：

接收对应于包括在信道上的预设符号模式的已知停止波形的所接收信号；

计算从所接收信号导出的多个特征，包括：

载波信噪比；

在停止波形的所有符号上的最大归一化符号相关能量；以及

多个小的和多个大的归一化符号能量值；

通过比较多个特征和相应多个预设阀值，检测停止波形；以及

响应于检测停止波形，终止信道的接收。

7.如权利要求6的方法，

其中调制已知停止波形作为M频移键控(FSK)信号；以及

其中计算载波信噪比进一步包括通过在不同的定时偏移上，基于具有期望符号偏移频率的预设符号模式，将在所接收的信号和已知停止波形之间的波形相关分解为符号级相关，而计算载波信噪比。

8.如权利要求7的方法，进一步包括：

通过对于每个不同的定时偏移，根据已知的调制系数和预设符号模式，相位校正所述符号级相关，由此生成多个相位校正的符号级相关序列，而计算载波信噪比。

9.如权利要求8的方法，进一步包括：

通过对于每个定时偏移，计算多个相位校正的符号级相关序列的傅立叶变换幅度平方，而计算载波信噪比。

10.如权利要求9的方法，进一步包括：

通过对于每个定时偏移，在预设范围执行频率查找，查找对应于该定时偏移的傅立叶变换中的最大能量峰值，而计算载波信噪比。

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