CN1823281A

CN1823281A - 电磁信号强度和信号方向的数字检测方法和设备

Info

Publication number: CN1823281A
Application number: CN200480020605.1A
Authority: CN
Inventors: 詹姆斯·W·韦特; 约翰·D·奥弗比
Original assignee: Metrotech Corp Inc
Current assignee: Metrotech Corp Inc
Priority date: 2003-07-18
Filing date: 2004-07-15
Publication date: 2006-08-23
Anticipated expiration: 2024-07-15
Also published as: ATE373247T1; DE602004008930D1; US20050096879A1; US7062414B2; EP1649306B1; CN100373171C; EP1649306A1; WO2005015263A1; DE602004008930T2

Abstract

公开了一种用于金属管和电缆定位器的新数字结构，提供了基本定位参数电磁信号强度和信号方向的准确估计，并且使用嵌套数字锁相环(DPLL)结构。克服了利用信号选择方法的低SINR环境中信号方向测量的障碍，并且得到了载波和FM调制信号之间更精确的相位比较。该架构还明显地降低了模拟前端硬件要求，提供了对于组件容差的更宽耐受力、更少的校准和测试时间，并提供了灵活的频率可选择性。根据本发明的定位器利用数字信号处理(DSP)方法，在非常嘈杂的环境中提供了线路定位的基本物理参数(电磁信号强度和信号方向)的准确估计。

Description

电磁信号强度和信号方向的数字检测方法和设备

技术领域

本发明的实施例涉及检测来自隐藏导体的电磁信号，更具体地，涉及在掩埋或隐藏的金属管和电缆中电磁信号强度和信号方向的数字检测。

背景技术

地下管或电缆定位器(有时称作线路定位器)已经出现了多年，并且在多个出版的专利和其它出版物中有所说明。线路定位器系统通常包括移动接收机和发射机。发射机通过直接电连接或通过感应与目标导体相耦合，以便提供目标导体上的信号。作为由发射机向目标导体提供的信号的结果，接收机检测并处理从目标导体发射的、可以是连续正弦波信号的信号。

发射机物理上与接收机分离，通常具有数米到数公里的分离距离。发射机将可以是用户从可选择频率集合中选择的信号耦合到目标导体。可以将施加到目标导体的信号的频率称作有效定位频率。然后，目标导体响应该信号产生电磁场。

不同的定位方法和地下环境需要不同的有效频率。有效定位频率的典型范围可以从数赫兹(用于数公里电缆的发射机和接收机之间的分离距离上的地下导体的定位)到100kHz或更多。在该范围内的环境中，能够出现对于接收机接收的信号的明显射频干扰。因此，线路定位系统的接收机通常包括一组高度调谐的模拟滤波器，以便阻止来自外部源的干扰在希望有效的定位频率处影响来自目标导体的信号的测量。

一些已有的系统包括微处理器或数字信号处理器(DSP)，以便确定在接收机处检测到的来自目标导体的信号的幅度。对于频率较高的目标导体所产生的信号的检测，已经在接收机处使用了模拟外差方法，将RF频谱的各个分段下转换到较低的带宽，使得能够以较低的采样率运行数字信号处理，同时检测用于线路定位的信号的关键物理参数。

用于线路定位系统的已有接收机包括模拟前端设计，对其进行调谐，以便以一个或多个有效定位频率来检测信号。当在线路定位器系统中多于一个有效频率可用时，通常在接收机中出现附加的模拟信号处理组件，以便处理每一个可用有效频率的信号。需要随着时间的流逝对于漂移和其它性能恶化敏感的精密内部校准，以便在每一个可用有效频率处来处理信号。由于干扰和噪声源(包括出现在环境和接收机自身中的干扰和噪声源)，校准处理本身经常存在问题。

在线路定位系统中，信号强度参数(与接收信号的幅度相关)是用于得到线路电流、与导体的中心相关的位置以及导体的深度的基础，并且用作到波峰或空值指示器(取决于线圈天线的朝向)的输入。所有的线路定位系统测量一个或多个测量信道上的信号强度。线路定位器的示例包括在以下美国专利中：授予本专利相同受让人的美国专利No.6 130 539，“Automatic Gain Control for a Line Locator”，StevanPolak，将其全部内容一并在此作为参考；授予本专利相同受让人的美国专利No.6 407 550，“Line Locator with Accurate HorizontalDisplacement Detection”，Gopalakrishnan Parakulum和Stevan Polak，将其全部内容一并在此作为参考。

经常出现金属管和电缆的密集地下使用环境，出现了从目标导体到其它相邻地下导体的、处于有效定位频率处的信号耦合。线路定位系统不希望跟踪这些导体(线路)，但是通过各种手段(容性、电导或感性)的耦合导致线路定位器误入迷途，因此线路定位系统的操作员停止跟踪感兴趣的管道或电缆，而相反开始跟随相邻的、几乎平行的线路。信号方向参数的测量能够有效地减轻耦合的效果并由此使操作员能够检测到以下情况：正在接收机中检测并监控来自相邻导体而不是目标导体的信号。

当在相邻线路之间出现耦合时，相邻线路中感应的电压信号与目标导体中出现的信号反相。这是因为在线路定位系统的发射机处，传播到相邻线路的电流正在搜寻到接地棒的、更容易的返回路径。根据惯例，认为来自发射机的输出信号是正向，输入是负向。除信号强度以外，通过同时监控信号方向，能够通过正-负向变化来检测可能耦合的情况。因此，利用配备了信号方向测量能力的线路定位设备的操作员具有其它操作员所不具备的优势。

即使具有该潜在优点，信号方向通常不会出现在线路定位系统中，这是因为难以可靠地确定信号的方向。目前使用了至少两种方法来检测信号方向。这两种方法都需要发射机的校准，以便能够在接收机得到相位参考。利用发射机和接收机之间的公共相位参考，能够推导信号方向。

如美国专利No.5 260 659以及美国专利No.6 549 011中的附加改进所述，通常被称作电流方向的第一方法需要发射谐波相关的正弦曲线(或与专利No.6 549 011的情况相同，通过N*F1＝M*F2相关的正弦曲线，其中从特定的整数集合中选择N和M)，并且需要兼容传统情况的接收机，其中当每一个正弦分量的相位与发射相同时，信号方向为正。对于负信号方向(指示了发射机处的输入信号)，两个正弦曲线分量的相对相位针对接收机处的相同相位参考点切换180°。

美国专利No.5 438 266说明了一种估计信号方向的类似方法。在接收机处，估计两种不同且谐波相关的频率，以便检测到两个频率之间的相位关系相反，从而检测到信号方向的改变。

上述估计信号方向的方法中详细说明的方案依赖于以下事实：在这些频率处，射频(RF)波长较长，能够横穿电缆或管道的截面，并且合理地确认相位参考从正到负的符号改变是定位系统拾取了与平行导体而不是目标导体相耦合的信号的结果。不幸地，这些方案存在多个缺点。第一个问题在于，在已经横穿了足够的距离之前，主要目标导体上的相位参考符号改变，用户必须周期性地暂停并将相位参考复位到新位置。

第二个问题与电缆或管道的物理传输介质的变化相关，尤其是在更易受容性耦合影响的较高定位频率处。在通信文献中，认为所有这种介质具有与“信道”相同的特征，具有作为频率函数的可测量幅度和相位特征。不幸地，不能预先知道该特性，因此，当沿着线路移动接收机时，信号的相位以未知的方式变化。由于两个分量信号的频率彼此分离不可忽视的倍数，其相对相位响应随着线路上的位置而变化。这损害了确定相位参考点的能力。

这些方案的第三个缺点基于去耦频率的同步传输，为了准确地处理所有分量信号，接收机硬件系统变得更加复杂。例如，所有频率的准确区分需要加倍可调谐模拟滤波器。

美国专利No.6 411 073中说明了第二方法(被称作信号选择)，由于不需要在接收位置处由用户设置任何相位参考，其具有一定的吸引力。相反，通过利用频率调制(FM)在发射的信号中定义相位参考，发射机和接收机进行协作。独立于信号方向是输出还是输入，在载波附近调制频率的较小改变向通过接收机能够清楚区分的发射信号增添了一定的自由度。这允许采用发射机和接收机之间的惯例，其中当以最高频率进行FM调制时，载波的相位定义了相位参考点，以便确定信号方向。对于主要目标导体，接收机以FM信号的高频偏转检测载波的相同读出。然而，对于以相反方向承载信号的平行导体，在FM调制的波峰频率处，载波读出相反。

因此，对于信号选择方法，接收机能够以FM调制速率在每一个周期比较一次载波相位。这导致信号方向的频率测量不需要用户复位参考相位，克服了之前电流方向测量方法的缺陷。此外，由于FM调制仅在载波附近延伸了较小的频率范围(通常是+/-1％)，由于信道效应引起的相位响应变化较小。

如美国专利No.6 411 073所述，难以比较信号相位抵消了该方案的精确度。如其中所建议，FM调制频率达到比载波频率小100倍。因此，接收机必须解调FM信号，并与载波进行比较，以便FM解调中的相位误差不大于载波信号周期的1/2。这等同于需要360/100/2＝1.8°的FM解调相位精确度。大于此的误差会导致信号方向的错误检测。在经历高干扰的环境中，对FM解调精确度进行增大，在解调信号中会出现作为相位抖动的误差，减小了信号方向指示的可靠性。

如果增大调制频率，准确的信号方向估计需要较少限制的相位精确度。然而，这具有需要在接收机处增大带宽的负面影响。通常，线路定位系统通过在载波附近实现非常窄带的滤波器来减少干扰，尽可能地消除从天线拾取的、不表示有效定位频率的信号。对于信号选择方法，已经将单个正弦载波频率延伸为FM调制信号，因此，在载波附近，定位系统的带宽必须增大到调制率的至少两倍。因此，接收机以及接收机中的信号强度和信号方向估计器打开，从而出现比正常(信号载波，非FM调制)情况更多的宽带噪声和带内干扰。

因此，需要线路定位系统，能够根据源自目标导体的检测信号，准确地确定信号强度参数和信号方向参数，尤其在干扰出现的低信号电平处。

发明内容

根据本发明，提出了一种数字线路定位器接收机架构，具有明显减小的模拟前端硬件需要、对于组件容差的较宽耐受力、较短的校准和测试时间以及灵活的频率选择性。根据本发明一些实施例的线路定位器在非常嘈杂的环境中提供了线路定位的基础物理参数(电磁信号强度和信号方向)的准确估计。

根据本发明的定位器接收机包括锁定第一频率的第一数字锁相环以及锁定第二频率的第二数字锁相环。第一数字锁相环和第二数字锁相环中的每一个包括数字控制振荡器，用于更新环路方程。在一些实施例中，第一数字锁相环和第二数字锁相环并联耦合以接收输入信号。在一些实施例中，第二数字锁相环可以被嵌套在第一数字锁相环中。

根据本发明的定位器接收机的一些实施例包括：至少一个处理信道，包括电磁场检测器、相连以接收来自电磁场检测器的信号的模拟处理器以及相连以接收来自模拟处理器的信号并计算信号强度参数和调制信号的模拟处理器；相连的显示设备，以接收并显示基于信号强度参数和信号方向参数的参数，其中模拟处理器包括固定带宽抗混叠(antialiasing)滤波器，其中，数字处理器包括：模拟数字转换器、相连以接收来自模拟数字转换器的输出信号并提供信号强度参数的数字锁相环、以及与锁相环相连以便提供调制信号的嵌套数字锁相环。在一些实施例中，可以使用调制信号来得到信号方向参数。在一些实施例中，定位器接收机可以接收由探测器或标记器而不是延伸的导体产生的电磁辐射。

可以将来自至少一个处理信道中每一个的信号强度参数用于计算导体的各种特性，例如电流、深度和位置。模拟数字转换器可以按照最高可选择定位频率的二倍进行采样，或通过按照小于最高可选择定位频率的二倍进行采样来进行欠采样(undersample)。

数字锁相环可以是二阶锁相环，其中同相值是信号强度参数。嵌套数字锁相环可以是根据由锁相环确定的频率值进行操作的一阶锁相环，其中所述锁相环的调制信号是由FM解调信号确定的相位值。在一些实施例中，根据嵌套锁相环的相位值的零交叉，对根据其确定信号方向参数的有效定位载波信号的时间常数(载波指数)进行插值。

当显示场强(与检测器响应电磁场产生的信号的幅度相关)时，根据本发明实施例实现的线路定位器能够始终提供可靠的信号方向测量。这一能力直接导致增大了以下方面的改进：由线路定位系统提供的线路电流、深度、中心线路位置以及场强参考了主要跟踪的电缆或管道，而不是承载了电磁感应地回路电流的相邻线路。

下面将参考附图来进一步讨论这些及其它实施例。

附图说明

图1示出了根据本发明线路定位器的单信道实施例的方框图。

图2示出了根据本发明用于估计电磁信号强度的数字锁相环(DPLL)的实施例的方框图。

图3示出了根据本发明，例如图2所示的DPLL的数字控制振荡器(NCO)的实施例的方框图。

图4示出了根据本发明的信号方向指示器的实施例的方框图。

图5示出了第二嵌套DPLL的方框图，例如图4所示的信号方向指示器。

图6示出了图5的DPLL所示的NCO的实施例的方框图。

图7是示出了NCO载波信号与FM解调NCO信号的相位比较的曲线图。

图8示出了根据本发明的线路定位器系统的实施例。

图9示出了根据本发明的线路定位器中信号处理的实施例。

图10A和10B示出了根据本发明的探测器接收机和标记器定位器实施例，用于检测插入到管道中的探测器或检测位于要寻找的相邻结构中的标记器。

图11A示出了用于根据输入信号来确定信号方向的传统系统。

图11B示出了用于根据输入信号来确定信号方向的本发明的实施例。

在附图中，具有相同指示的组件具有相同或相似的功能。没有按照比例来绘制图中的组件。

具体实施方式

图8示出了根据本发明一些实施例的导体定位器系统800。如图8所示，线路定位器系统800包括发射机802和接收机803(没有按照比例绘制)。发射机802直接、容性地或通过感应电耦合到目标导体801。目标导体801可以是管道、布线或其它延伸的导体。表面811掩藏了导体801。表面811可以是地面，在这种情况下导体定位器系统800是一种线路定位器系统。在一些实施例中，表面810可以是墙或其它表面。

在一些实施例中，发射机802以用户可选择载波频率集合中的一个频率向导体提供信号。在一些实施例中，用户可选择频率的范围从几kHz到几MHz。此外，可以对信号进行频率调制(FM调制)。响应由发射机802提供的信号，导体801产生能够被接收机803检测到的电磁场812。电磁场812反映了来自发射机802的、与导体801耦合的信号的频率和幅度。

接收机803具有一个或多个检测器，以检测电磁场812。在图8所示的实施例中，检测器804包括检测器805、806、807和808，所述检测器可以是设置用于测量电磁场812的磁场垂直或水平分量的线圈检测器。检测器807和808设置用于测量磁场的垂直分量，并平行设置以便能够根据由检测器807和808测量的电磁场强度来确定表面810以下导体801的位置的水平位置。检测器807和808设置用于测量电812的磁场的水平分量，并进行设置以便能够根据由检测器807和808测量的电磁场强度来计算表面811以下导体801的深度。能够同时根据由检测器805、806、807和808测量的信号强度来确定线路位置和深度。

通常，可以存在任意数目的检测器。将来自每一个检测器805、806、807和808的信号输入到信号处理器809。信号处理器809与显示器810相连，以便呈现在信号处理器809中执行的信号处理的结果。在一些实施例中，每一个检测器805、806、807和808被包括在信号处理器809的分离信号处理信道中，因此独立地处理来自检测器804中每一个检测器的信号。信号处理器809中的每一个信号处理信道包括模拟和数字部分。

图9示出了接收机803中信号处理的方框图。如图8和9中的四检测器实施例所示，形成了四个信号处理信道。信道910包括检测器805；信道911包括检测器806；信道912包括检测器807以及信道913包括检测器808。于是，信号处理器809包括针对信道910、911、912和913中每一个信号的处理。在信道910将来自检测器805(响应电磁场812的磁场的水平分量提供输出信号)的输出信号接收到模拟处理器911。在将信号接收到数字处理器905之前，模拟处理器901能够提供某些滤波和放大。数字处理器905提供数字滤波，并根据由检测器805提供的信号的特性，确定由检测器805检测的信号的强度以及信号方向。类似地，在信道911中，由模拟处理器902和数字处理器906来处理来自检测器806的输出信号；在信道912中，由模拟处理器903和数字处理器907来处理来自检测器807的输出信号；以及由模拟处理器904和数字处理器908来处理来自检测器808的输出信号。

将在每一个信道910、911、912和913中确定的信号强度和信号方向输入到处理器914。然后，处理器914根据来自每一个信道910、911、912和913的数据来确定参数，例如导体801的深度和位置以及接收机803是否保持定位到导体801而不是平行导体(例如导体813)。可以将这些确定的结果显示到显示器810上。在一些实施例中，能够直接将来自每一个信道910、911、912和913的信号显示在显示器810上。在其它实施例中，对于信道910、911、912和913的子集测量信号方向。

在一些情况下，在导体813上感应了导体801的信号。响应所感应的信号，导体813产生电磁场814。然后，电磁场814干扰场812。于是，由接收机803所检测的电磁场同时包括来自电磁场812和电磁场814的影响。

通常，信号强度测量可以单独用于确定接收机803是否正在检测在导体813中产生的场而不是在目标导体801中产生的场。导体813可以实质上平行于导体801并且足够接近，以便直接、利用电容或电感来耦合来自导体801的信号。然后，导体813产生电磁场814，接收机803通过来自导体801的电磁场812混淆了电磁场814。

当信号电平较高时，例如当发射机802仍然相对接近接收机803时，感应到平行导体813的地回路表示了导体801中总电流的一小部分。因此，对于源自平行导体813的信号(即，地回路路径)，测量的电磁场强度低于那些源自导体801的信号，并且接收机803的操作员能够比较两个读数以便确定导体801的合适位置。

然而，当电磁场812的电磁场强度已经较低时，即使在目标导体801上(例如发射机信号源和接收机之间的距离增大，或当存在多个平行导体时)，通过平行导体813的地回路路径表示了通过目标导体801的电流的更多部分。当目标导体801的深度大于平行导体813的深度时，存在另一个困难测量情况，这使得来自平行导体813的信号能够更容易地掩盖源自目标导体801的信号。因此，在较低的信干比(SINR)下，单独测量信号强度不能区分前向和反向信号。在信号较弱的情况下，难以根据单独信号强度来从平行导体813产生的信号中区分由目标导体801产生的信号。因此，当检测电磁场的强度较低时，尽管这时现有方法导致了准确度最低的信号方向测量，大多数情况下要进行信号方向的测量。

在实现信号方向指示器的当前系统中，随着接收机进一步原理发射机，从目标导体801测量的信号的幅度变弱，并且由于噪声导致相位测量精确度减小。在这些情况下，选择相位参考点(用于估计信号方向)的可靠性成为重要因素。通常，在接收机803失去信号强度指示之前，就出现了信号方向可靠性的丢失，导致线路定位系统的效率降低。

本发明的实施例利用信号选择方法克服了低SINR环境中信号方向测量的障碍，导致载波和FM调制信号之间更精确的相位比较。此外，这是一种仅使用固定(非调谐)模拟滤波器的全数字架构，同时允许较宽范围内的频率可调谐性。

在本发明的一些实施例中，包括基本的算法增强：使用嵌套数值锁相环来估计信号强度和信号方向，并且具有优异的抗干扰和噪声度。可以通过使用高度稳定和窄带宽数字滤波方法来实现抗干扰和噪声度特性。

在实际的上述模拟设计中，当从问题的说明进行总结时，检测算法的一些实施例的实质上全数字的实现具有其它优点。例如，校准问题被最小化并且只与固定模拟(且相对较宽)带宽的幅度和相位特性相关。此外，由于模拟前端设计用于宽带(覆盖操作频率的整个带宽)而没有窄带滤波器组件的限制，只有DSP软件改变对于改变处理方向是必要的，以便可选地选择有效频率。

图10A和10B示出了根据本发明的定位器的实施例，用于定位管道(图10A)中探测器的位置或位于相邻管道(图10B)的标记器的位置。图10A示出了用于检测由探测器1002发射的电磁辐射1005的接收机1006。可以通过电缆1010连接探测器1002，电缆1010还可以用于利用绞盘1004，通过管道1001来牵引探测器1002。接收机1006包括检测器1007、处理器1008和显示器1009。探测器1002响应发射机1003发射电磁辐射，通过检测器1007可以检测到所述电磁辐射并在处理器1008中进行处理。在一些实施例中，可以将发射机1003集成到探测器1002中。如接收机803中所示，检测器1007可以包括任意数目的单个检测器来表示由探测器1002发射的场的特征。因此，处理器1008和检测器1007可以包括任意数目的处理信道。

图10B示出了具有接收机1025和发射机1023的标记器定位器系统。在一些实施例中，接收机1025和发射机1023可以机械和电连接，发射机1023产生电磁场1024。被设置在要定位结构(例如管道1020)附近的标记器1022响应电磁场1024发射电磁场1021。在一些实施例中，标记器1022可以再次发射电磁场1024。在一些实施例中，标记器1022可以使用电磁场1024作为电源以便产生分离的电磁场1021。接收机1025同样也包括检测器1025和处理器1027，用于接收和处理电磁场1021。同样，可以使用具有任意数目检测器的任意数目的信道。可以在显示器1028上显示来自处理器1027的结果。

如利用发射机802所讨论的那样，要定位的目标(例如导体801、探测器1002或标记器1022)正在发射的电磁辐射具有定位器频率或载波频率。此外，可以在定位器频率上对其它信息进行编码。例如，发射机802可以提供定位器频率上的FM调制频率。此外，来自探测器1002的电磁辐射1005可以包括由探测器1002或发射机1003产生的、定位器频率上的额外调制。来自标记器1022的电磁辐射1021也可以包括定位器频率上的额外调制。

尽管在本公开的多处将FM调制用作示例，可以将其它调制用于发射各种类型的信息。例如，在一些实施例中，使用FSK调制。在FSK调制中，两个间隔接近的频率按照由调制频率定义的速率交替有效。在一些实施例中，可以通过FSK调制，发送数字数据。

由于通常从接收机1006不可物理地接入探测器1002和发射机1003，数字数据的发送可以用于如图10A所示的探测器操作中。探测器可以将与其操作状态或管道1001的条件相关的数据发送到接收机1006。

尽管本公开中参考方框图说明了多个算法，可以利用软件、硬件或在一些实施例中利用软件和硬件的结合来实现这些算法。在一些实施例中，可以在集成电路上实现由本公开说明的算法。集成电路可以包括微处理器和存储器，以便执行本公开所述的任意或所有功能。此外，集成电路可以包括用于执行这里所述的一些或所有功能的专用电路。

图1示出了线路定位器系统的接收机的信道100，例如利用根据本发明的数字信号处理技术实现的接收机803、接收机1006或接收机1025。例如，信道100可以是信道910、911、912或913中的任意一个。通常，线路定位器可以包括对准的、任意数目的单个检测器(或天线)，以便检测由例如目标导体801的目标产生的电磁场。在一些线路定位器系统中，例如图8所示的接收机803包括设置的四个线圈天线805、806、807和808，以便两个垂直分离的天线测量由导体产生的磁场的水平分量，且两个水平分离的天线测量由导体产生的磁场的垂直分量。Gopalakrishnan Parakulum和Stevan Polak的美国专利No.6407 550，“Line Locator with Accurate Horizontal DisplacementDetection”中进一步说明了这种设计，将其全部内容一并在此作为参考。信道100可以表示来自天线805、806、807和808中任意一个的数据处理信道，或表示接收机1006或1025中的数据处理信道。

在可编程增益放大器102处接收来自检测器101的信号。在放大之后，在低通抗混叠滤波器103中对信号进行滤波。在接收来自滤波器103的输出信号的模拟数字转换器104中，进行信号的数字化。将数字化信号输入到数字检测器105。然后，在定位器显示器106上显示在数字检测器105中计算的参数，或将所述参数输入到用于在接收机803中计算其它参数(例如导体801的位置和深度)的处理中。例如，检测器101可以是图8中的天线805、806、807、808、图10A所示的检测器1007或图10B所示的检测器1026中的任意一个。

尽管本公开的大部分针对线路定位器系统800，这里公开的检测和信号处理的原理可以应用于如图10A和10B所示的标记器定位器系统。例如，图8的信号处理器809中可以包括放大器102、滤波器103、ADC 104和数字检测器105。此外，例如图8的显示器810可以包括定位器显示器106。

信道100包括模拟部分110和数字部分120。模拟部分110可以具有固定带宽，所述固定带宽足以容纳线路定位系统的、希望的可能有效定位频率集合。在用于金属管道和电缆定位的系统中，大约100kHz的带宽是典型的。

在一些实施例中，尽管这不是窄带信号(如线路定位器的情况下)测量的绝对需要，模拟数字转换器(ADC)104以至少两倍希望模拟带宽的速率进行采样。由于已知信号的混叠分量的位置并且通过适当的进一步滤波能够数字地进行区分，欠采样数据序列(即出现混叠的序列)能够导致同样准确的测量。例如，如果ADC采样率是200kHz，模拟抗混叠滤波器103具有大约100kHz的带宽，由于滤波器103不是理想的，在大约100和大约200kHz之间会出现频谱的一些混叠。

由于ADC 104的动态范围通常是80dB左右，可以使用零到40dB的可编程增益级102来放大来自天线101的低信号电平。使用0到40dB增益级使接收机能够根据本发明来顺利地与提供大约120dB动态范围的其它系统进行比较，以便在距离发射机较远的情况下有效地进行运算，或定位深度掩埋的使用线路。用户可以选择放大器102的增益。

于是，图1所示的信道100的电路是与DSP(数字信号处理器)和显示设备相连的、具有100kHz带宽的数据获取系统。图1所示的信道100中缺少的是在已有线路定位系统中普遍存在的可调谐滤波器级，用于在对数字域进行采样之前从其它信号中区分感兴趣的模拟信号(例如，响应来自目标导体801的电磁场812的信号)。

如图8和9所示，接收机803中的每一个检测器天线属于数据处理信道100。因此，结合在一起的多个信道100能够构成一个完整的线路定位器，具有输出：目标导体电流、深度和中心线路位置(均从信号强度输出信号的结合中得到)。如上所述，在定位处理期间，信号方向指示对于保证承载有效定位信号的目标导体不会由于与平行线路(例如导体813)耦合而被无意地丢失也非常重要。在本发明中，可以将多个测量信道(与图1所示的单个信道结构相同)结合到一起并在单个DSP处理器上一起进行处理。

数字检测器105包括根据本发明的DSP处理块。图2示出了数字检测器105的实施例，包括以ADC 104的采样率进行操作的完全数字锁相环(DPLL)200。图2所示DPLL 200的实施例具有Costas环的结构。DPLL 200的目的在于“锁定”到通过发射机802与目标导体801相连的有效定位频率。DPLL 200包括上引脚201和下引脚202。DPLL 200的上引脚201和下引脚202分别表示从数字转换器104输出的信号解调的正交和同相分量。

作为正交分量处理引脚的上引脚201包括乘法器204、低通滤波器206和放大器208。下引脚202包括乘法器205、低通滤波器207和放大器209。数字控制振荡器(NCO)203在接近有效定位频率处(或者当DPLL 200“处于锁定”时，实质上位于有效定位频率处)产生正弦和余弦信号。将由NCO 203产生的正弦信号的取反与输入信号214(从ADC 104输出的信号)一起输入到乘法器204。将NCO 203产生的余弦信号与输入信号214一起输入到乘法器205。

来自乘法器204和乘法器205的输出信号包括和频率分量和差频率分量(即，例如三角恒等式所示)：

sin(A)sin(B)＝1/2cos(A-B)-1/2cos(A+B) (等式1)

sin(A)cos(B)＝1/2sin(A-B)+1/2sin(A+B) (等式2)

可以通过低通滤波器去除和频率分量。如果来自NCO 203的频率输出信号实质上与输入信号214的频率相同，则差频率信号实质上是DC信号。分别通过低通滤波器206和207去除来自乘法器204和105的、实质上是输入信号214频率二倍的和分量信号。在放大器208和209中分别对来自滤波器206和207的输出信号的幅度进行加倍，所述输出信号现在仅包括从乘法器204和205输出的信号的差分量，因此，增益级208和209分别将同相差信号和正交差信号缩放到完全幅度。结果信号接近于DC信号并且将其在相位误差块212中结合以产生相位误差信号e(n)。在一些实施例中，相位误差块212执行定点反正切近似。

例如，利用定点反正切近似，相位误差的确定独立于输入信号幅度。在锁定时，相位误差近似为零，且来自放大器209的同相输出信号表示信号强度213。由于滤波器206和207的带宽较窄(2到5Hz的数量级)，通过显示设备106(图1)可以以可读的形式直接向操作员表示信号强度输出信号213。一些实施例可以在显示之前对信号213应用附加的平滑滤波，以便改进信号强度量的可读性，而无需改变低通滤波器206和207的带宽。

低通滤波206和207的窄带宽提供了优异的干扰抑制，同时还具有足够的锁定范围用于DPLL 203容纳发射机802中正常的晶体变化。在实际中，为了减少对于发射机802产生的有效定位频率的绝对准确的需要，在操作的“锁定获取”阶段(例如紧接在单元开机之后)，可以改变接收机NCO 203的初始频率，以便容纳更宽范围的频率变化(例如低通滤波器206和207的带宽)，同时在解调载波频率附近(即有效定位器频率)使干扰抑制最大化。在每一次迭代之后，测试NCO频率输出信号f(n)，以便得到用于给定发射机的最低相位误差。因此，滤波器206和207可以具有窄带宽，但增大了指定的标称有效频率附近容许的发射机频率的范围。

图3示出了根据本发明的NCO块203的实施例。NCO块203以相位误差e(n)和被写作载波alpha(α)的反馈系数作为输入。在一些实施例中，NCO 203对同时更新载波相位增量θ(n)和电流频率f(n)的二阶系统进行求解。通过反馈控制，NCO 203同时提供载波相位θ(n)和电流频率f(n)的平滑表示。频率估计缓慢地调整由FM调制发射机802产生的有效定位器频率的均值。

由以下公式给出由NCO 203执行的环更新等式：

θ(n+1)＝θ(n)+αe(n)+f(n) 等式(3)

f(n+1)＝f(n)+βe(n) 等式(4)

其中θ(n)、f(n)和e(n)分别表示电流时间步长的相位角、频率和相位误差。参数α和β表示反馈系数，并且能够作为用户可选择输入来提供。等式3和4可用于预测频率f(n+1)和相位θ(n+1)的下一值，以便应用于DPLL 200的闭环系统。在执行Z变换以及一些算术运算之后，对于得到实极点(由于实极点不会谐振)情况的解是临界阻尼解β＝α²/4。

在图3所示的NCO 203的实施例中实现解β＝α²/4。将从相位误差块212输出的相位误差信号e(n)输入到乘法器301。将载波alpha输入值α输入到乘法器301和乘法器302。在乘法器块302中，对数值α进行平方并在放大器303中将平方值除以4，以便根据临界阻尼解的结果来计算β。在乘法器块304中将值β乘以输入相位误差e(n)，并在求和器305中与上一个频率f(n)相加，以便计算如上述等式4所示的数值f(n+1)。在延迟块311中延迟数值f(n+1)，以便计算下一个频率值。

在乘法块301中，相位误差e(n)与输入值α相乘。在求和器306中将来自乘法块301的输出信号与上一个相位值θ(n)和上一个频率值f(n)相加，以形成f(n+1)。将相位θ(n+1)的数值分别输入到正弦和余弦块308和310。还将θ(n+1)的新值输入到延迟块307，以便在下一次迭代中使用。

因此，在图3的乘法器块302、放大器块303、乘法器块304和求和块301中实现了等式4中的解β＝α²/4，并且在乘法器块301、求和块306和延迟块307中实现了等式3的环更新。留下载波alphaα的选择作为NCO 203的输入。然而，对于定位器系统普遍使用的采样率和滤波器带宽，大约0.00015的数值能够较好工作。

可以利用对应的查找表来代替图3中的正弦和余弦块308和310，从而能够改进NCO 203的实时效率。同样地，出于相同原因，可以利用定点算术来实现乘法器301、302和304。在图3的求和器306中θ(n+1)的更新中，算术问题同样重要。如果使相位角θ(n)无限地增大，由于基于数字系统的计算机不能准确地表示无穷大的数，最后会损害NCO 203的准确性。因此，NCO 203的实际实现包括以模余2π的电路，以便控制求和器306中θ的增长。

放大器309提供应用到来自正弦块308的输出信号的-1增益。这对于建立相位误差项的负反馈并由此将系统驱动到锁定状态比较重要。

在图2中，信号方向的技术部分地基于由NCO 203输出的正弦信号(由放大器块309输出的-sinθ)以及正交乘法器204的未滤波输出信号。根据本发明的特定方案，与输出信号214相比，(由于图2所示锁相环的滤波)，由NCO 203输出的正弦信号具有实际载波频率的高度相位稳定表现，具有极大减小的相位抖动。

图4示出了信号方向块210的实施例。回顾在一些实施例中，实际上有效定位频率是具有在发射机802中定义的相位参考的信号选择调制FM信号。例如，还可以使用例如FSK的其它调制。FM调制频率远低于载波频率(20到100倍)。因此，从图2所示DPLL 200的角度，由于其不符合有效定位频率载波的期望相位，作为Q解调乘法器块204输出的解调FM信号401是相位误差项。利用窄带宽正交低通臂滤波器206，NCO 203的相位误差更新不足以快速倾斜到跟踪FM调制(在一些实施例中，对于10kHz的载波频率，Q低通块206的带宽仅为2Hz，仍低于FM调制频率50到250倍)。

因此，从DPLL 105的角度，载波实际上是在多个FM调制周期中测量的平均频率。反馈控制环采用低于FM调制频率的速率，因此FM信号401的状态在每一个采样周期处均可用。信号401是FM解调信号的估计，并且是到图4中信号方向检测器210的输入之一。

在一些实施例中，将由滤波器402和404滤波的信号401输入到锁定FM调制信号或其它调制信号的第二“嵌套”锁相环(或FM DPLL)407，例如，当在发射机802处被最初告知时，创建调制的几乎完全正弦表示。FM DPLL 407提供优异的抗相位噪声和干扰抑制，这导致一致的FM载波相位检测并因此导致高度准确的信号方向估计。

一旦锁定了FM DPLL 407，FM DPLL 407产生载波指数参数来确定在该处从由放大器405反相的FM载波信号中提取方向的精确采样。本发明的目的在于从NCO 203中取消放大器309的操作，出于根据NCO FM载波输出信号、-正弦信号的感知来计算信号方向的目的，上述操作是不希望的。如下所述，可以通过锁定相位与数值π的数字比较以及零交叉检测器来确定载波指数参数。在缓冲器411中，根据从FM DPLL 407输出的载波指数对来自放大器405的输出信号进行采样。

在锁定FM DPLL 407之前，出于显示的目的，相连以接收来自缓冲器411的采样输出信号(锁存方向指示)的输出滤波器412对时间帧中的结果进行平滑。当锁定了系统中的FM DPLL 407和载波DPLL200时，信号方向指示保持固定在正或负读数处(即，当系统处于锁定状态时，不需要滤波器411对信号方向输出进行滤波)。

解调FM信号401与FM载波(或更准确地，从放大器405输出的载波信号的反相NCO 203表示)的可靠相位比较需要对解调FM信号进行滤波。例如，不再去除解调信号401的和频率分量。准确地得知了FM调制频率，因此，有效的带通滤波器设计用于通过该频率并衰减其它所有频率。在图4中，示出了低通滤波器402和高通滤波器404的级联，以便在定点DSP处理器上轻松实现窄带滤波器。该滤波器设置的目的是去除来自乘法器204的结果中的频率和，并且提供DC抑制。

然而，即使在滤波器402和404的实现之后，由于干扰和噪声，在FM解调信号上仍然存在相位抖动，结果，仍然导致信号方向的较差检测。根据本发明的一些实施例，FM DPLL 407对解调和滤波FM信号401进行操作。该“嵌套PLL”方案动态地改进了信号方向估计的性能，使接收机能够准确地锁定FM信号。

由于不再需要对每一个ADC采样进行载波相位更新，在FMDPLL 407的实现之前，例如可以将采样率可选地见地大约20到100倍(取决于载波频率与FM解调频率之比)。这节约了计算资源并因此降低了采用FM DPLL 407的实现成本。在图4中，可以是20∶1抽取器的抽取器403跟随在低通滤波器402之后。一旦将信号401的带宽限制在FM调制频率(例如FM载波频率的1/20)，可以丢弃数字采样而不会遇到混叠问题。在一些实施例中，滤波器块402和抽取块403可以是利用多相方法(效率最大)实现的单个抽取滤波器块。

按照该减小的采样率，FM DPLL 407(图5所示，具有非常类似于图2所示的拓扑)利用正交检测方法锁定FM信号。如图5所示，将来自DC阻挡滤波器404的输出信号作为信号502输入到FM NCO504。还将作为NCO 203的频率输出信号f(n)的载波频率503输入到FM NCO 504。此外，输入可设置FM alpha值501。(在实际中，在线路定位器接收机的DSP实现中可编程地提供FM alpha的特定值，所述特定值不是在用户接口处出现的参数)。将输入信号502、FM alpha501和载波频率503中的每一个输入到FM NCO 504。FM NCO 504提供了在乘法器505和510中使用的正弦和余弦信号。此外，FM NCO504输出载波采样指数，用于指示应当确定哪一个FM载波采样处的信号方向。

在反馈环的正交臂的乘法器505中将正弦信号的取反与输入信号502混合。在低通滤波器506中对来自乘法器505的输出信号进行滤波，这去除了来自乘法器505的输出信号中的和频率分量，留下了差频率分量。例如，在放大器507中对结果的近似DC电平信号进行2倍放大。将结果信号输入到相位误差块508中。

类似地，在同相臂中，在乘法器510中将输入信号502与来自FMNCO 504的余弦信号相混合。在低通滤波器511中对来自乘法器510的输出信号进行滤波，以便去除和频率分量并留下差频率分量。例如，在放大器512中来自低通滤波器511的输出信号进行2倍放大。同样将来自放大器512的输出信号输入到相位误差块508中。

相位误差块508根据来自放大器507和508的输出信号来计算误差信号FM e(n)。可以使用定点反正切近似来计算误差信号FM e(n)。

FM DPLL 407的同相和正交臂上的低通滤波器506和511均具有大约2Hz的带宽，这导致出现在信号方向块的输入处的FM信号的噪声明显减小。

FM DPLL 407按照类似的方式充当顶层载波DPLL 200(图2)，包括调整每一个同相和正交臂上的放大器507和512中的增益以及利用定点反正切近似来计算相位误差块508中的相位误差。

FM NCO 504与载波NCO 203的不同之处在于其不需要同时改变频率和相位。在基于信号选择的发射机系统中，FM解调频率是同步的并且与载波具有已知关系。由于NCO 203导致了作为估计载波频率的输出，其用于到FM NCO 504的输入。因此，图6示出了其实施例的FM NCO 504实现了仅一阶系统(仅相位的调整)的解。

如图6所示，在乘法器603中将FM alpha参数501与FM误差信号601相乘。在乘法器604中将载波频率信号503与阐述602相乘。常数602是调制频率与载波频率的已知比率，在一些实施例中，可以是1/20到1/100的因子。在求和器605中对来自乘法器603和604的输出信号与FM相位进行求和，以便产生更新的相位角FMθ(n+1)。延迟块606相求和器605提供相位，用于下一次迭代。如前所述，取模块615可以是相位缠绕(wrap)电路，以避免会导致恒定地增大θ数值的数字计算问题。比较器610对θ和π进行比较，如果θ大于π，则将在求和器614中计算的数值θ-2π而不是θ呈现给延迟606。因此，相位θ被限制到-π到+π的范围内。

可以在正弦块607中的正弦信号以及余弦块608的余弦信号计算中使用调制信号FM相位θ(n+1)，将这些信号输入到嵌套锁相环FMPLL 407。在从FM NCO504输出之前，利用反相放大器609对正弦信号进行反相。FM alpha参数501是可编程选择的；然而，大约0.00005的数值提供了有用的性能。

FM NCO 504的指数块616计算用于循环缓冲器411的载波指数输出信号。由于通过比较器610将相位扩展到在FM调制频率的每一个周期为负，当FM相位θ(n+1)为正切θ(n)为负时，零交叉检测器611提供了用于插值块612的触发器。线性插值块的目标在于确定在该处确定信号方向的精确FM载波采样指数。在一些实施例中，插值对于节约抽取器403(图4)中的计算资源是必需的，这是由于FM DPLL 407按照比ADC采样率低FM调制频率与FM载波频率的比值的采样率进行操作。在插值之后，载波指数信号509表示了与由θ(n)表示的采样时间相关的适当采样的指数。然后，载波指数参考距离相位信号θ零交叉的载波处(以ADC采样率)最近的采样，并且在该处对缓冲器411中来自NCO 203的正弦信号进行采样以确定信号方向。图7示出了插值处理，根据θ(n)和θ(n+1)之间检测到的零交叉来标识载波指数。根据载波指数参考的采样来确定信号方向。

返回图4，循环缓冲器411保持FM载波采样。缓冲器411的采样容量略大于与FM载波周期相乘的ADC采样率，以便容纳由于滤波器402和404导致的确定性滤波器组延迟。循环缓冲器411接受数值为载波指数509的触发器输入。将缓冲器中具有相对偏移量(偏移了已知的滤波器延迟)的采样复制到缓冲器411的输出。根据该采样，得到信号方向指示。如果采样具有负值，认为信号方向为负，否则为正。在符号块413中确定采样的符号。可以在FM相位θ(n+1)的每一个正到零交叉处执行信号方向确定。然而，由于由具有非常窄带宽的环滤波器(低通滤波器)506和511来指示环时间常数(并且通过相对于载波信号扩展FM信号的相位的变化速率)，该方向确定速率不是通常必需的。如果每秒中数次提供信号方向参数的准确估计，就能够满足线路定位仪器的操作。

基于信号选择的发射机用于定义FM调制和FM载波之间的相位关系的惯例可以参考由插值块609检测的零交叉。一种惯例是当FM调制处于最大和最小频率的中间时定义零交叉。由于解调FM信号401是如等式1所示的正交乘法204的结果，输出信号相对于FM载波正弦曲线精确地相差相位90°。因此，FM相位θ(n+1)的零交叉精确地出现在FM载波信号的波峰(正或负)处。

根据本发明，FM调制频率与FM载波频率的比值的选择与干扰抑制的希望水平的确定无关。如上文在背景技术中所讨论的，这些参数与信号选择方法的本实现相关。当将FM调制频率增大到大于载波频率的1/100的比值时(允许相位容差的准确度放宽几度)，估计信号方向的传统方法遭受干扰噪声增大。由于锁定第一DPLL的误差输出(表示解调FM信号)的第二嵌套DPLL(例如FM DPLL 407)，这里所述的方法没有该限制。即使仍存在与新方法的明确相位比较(如零交叉检测器611和插值器612中所体现的)，嵌套DPLL系统的精确滤波抑制了正在比较的信号的改变，因此处理对于噪声具有非常低的敏感度。

本发明的实施例可以使用FM调制和FM载波频率的更大比值。已经示出了大小为1/5并且具有FM解调信号相位的相位容差+/-18°的比值，其具有实质上与1/50的比值相同的SINR性能。这里所述的嵌套DPLL方法的整体性能仅依赖于在反馈环中使用的低通滤波器的带宽和相位误差反馈等式，而不是FM调制参数。

图7示出了在载波采样指数509处解调FM信号(来自NCO余弦函数608)和FM载波信号405(从NCO 203得到)之间的相位比较曲线图。在锁定两个DPLL的、图7所示的示例中，载波频率是491Hz，ADC采样率是10kHz，FM调制与FM载波频率的比值仅为5(调制频率＝98.2Hz)。即使噪声电平非常高(SINR＝5dB，442Hz处的窄带干扰)，图7所示的两个信号均为完全正弦曲线并且具有异常稳定的相位。由于两个嵌套数字锁相环具有相对较长的时间常数(由于在环中使用滤波器带宽)，信号方向结果410同样稳定。输出信号410表示了符号信号方向，在这种情况下为负(如图7中的负行进触发所示)。

通过扩展，与被称作电流方向的相同，所述嵌套数字锁相环方法还可以用于改进信号方向估计中其它变体的相位准确度。显然，文献中所述的所有方法涉及发射机使用的惯例，所述惯例用于控制具有彼此已知相位关系的至少两个正弦曲线之间的相位。这里所述的嵌套DPLL方法能够适于这些其它惯例。例如，顶层载波DPLL能够检测基础连续波载波频率，并向第二嵌套DPLL提供相除(或相乘)的信号，以便提取第二正弦曲线的相位。由于两个DPLL的结合抑制了该基础正弦曲线和第二正弦曲线之间和外部的带宽干扰，这具有所述发明的相同干扰抑制特性。

例如，在美国专利6 549 011中，建议特定的整数集合来配置电流方向检测系统。这些整数N、M必须满足等式N*F1＝M*F2、必须非相邻且大于1、不具有公因子且N或M必须一个为奇数一个为偶数。回忆该方法需要在导体上的某处指定相位参考点。由于上述原因，希望F1和F2距离不远，以免随着电流测量和任意相位参考点之间的分离距离增大，信道效应引起频率之间的相对相位脱离。

满足这些限制并且导致F1和F2之间最小频率分离的N、M的一种选择是数对N＝50，M＝47。如果F1是440Hz的有效定位频率，则第二频率是468.08Hz。通过美国专利6 549 011所述的方法，根据接收机处F1和F2的测量总和，能够针对每个信号产生相位的分离估计。通过将F1相位乘以M并将F2相位乘以N，产生一对信号并且将其相位进行比较，以便确定电流方向。

在(本示例中)22kHz的公共倍频处，相位比较对于抖动较敏感，导致在嘈杂环境中的方向错误。可以在类似的设置中使用根据本发明的实施例，其中载波DPLL锁定有效定位频率，并且第二DPLL锁定第一DPLL的误差信号，在这种情况下这是F1和F2之间差频的结果。可选地，按照并行而不是嵌套设置使用两个DPLL。在所有这种情况下，使用这种派生结构的优点在于基于NCO信号输出而不是解调载波信号自身来比较相位，所述NCO信号输出具有必要的非常窄带宽并且实质上无干扰。(在US专利No.6 549 011的方法示例中，在比较之前，将来自两个DPLL的NCO相位与适当的因子N和M相乘)。

图11A示出了根据一些当前系统的信号方向计算的示例。数字信号500是在接收机前端中进行模拟调节并随后进行数字化的结果。信号500表示具有频率F1和F2的信号的结合，具有在发射机(未示出)处定义的相对相位。PLL 501和502分别独立锁定频率F1和F2，并且能够完全数字或部分利用模拟组件实现上述操作。在每一个频率F1和F2，来自PLL 501和502的正弦和余弦输出信号分别与复正弦曲线519、520相乘。通过类似反正切块212的相位计算，得到相位503、504的估计。如上所述，在乘法器505和506中分别将这些相位与因子M和N相乘，以便在公共倍频处进行比较，据此能够在相位比较块507中得到信号方向508。

图11B示出了在DPLL的并行而不是嵌套设置中使用的本发明的实施例。在本实施例中，乘法器块509与NCO 513的结合以及乘法器块510和NCO 514的结合在操作上与图2所示的DPLL 200类似。由乘法器块509和NCO 513形成的DPLL锁定频率F1，而由乘法器块510和NCO 514形成的DPLL锁定输入信号500的频率F2。类似于输入到NCO 203的误差输入信号e(n)，相位误差511和512是到NCO 513和514的误差输入信号。乘法器509和510中的每一个包括误差计算块(例如图2中的误差块212)。如前所述，NCO在基于等式3和等式4的二阶解的频率处产生相位的估计。如前所述，在乘法器515和516中将相位与各自因子相乘，以便在公共倍频处进行比较。

图11B所示的实施例和图11A所示的传统方法之间的关键区别在于，对于图11A所述的系统，输入信号中的噪声会传播到输出相位信号503和504，并且直接影响相位比较507的准确度，而与PLL 501和502的锁定参数无关。图11B所示的本发明的实施例依赖于以下事实：两个PLL(一个由乘法器509与NCO 513的结合形成，另一个由乘法器510和NCO 514的结合形成)跟踪两个调制频率F1和F2的相位。因此，仅由DPLL锁定参数来决定噪声带宽(直接转换为相位比较准确度)，所述DPLL锁定参数包括实现的环臂滤波器的带宽、α参数以及环等式3和等式4的解β＝α²/4。与图11A所示的系统相比，这能够实现非常稳定和准确的相位比较，并且能够在较低SINR处准确地检测信号方向。

这里所述的实施例仅为发明的示例。考虑到这里公开的说明书和本发明的实践，处于本公开的范围和精神之内的本发明的其它实施例对于本领域的技术人员是显而易见的。说明书和示例仅应当被理解为是示例性而非限制性的。因此，仅由所附权利要求书来限定本发明的范围。

Claims

1.一种定位器接收机，包括：

至少一个处理信道，包括电磁场检测器、相连以接收来自电磁场检测器的信号的模拟处理器、以及相连以接收来自模拟处理器的信号并计算信号强度参数和调制信号的模拟处理器，

其中，数字处理器包括模拟数字转换器、相连以接收来自模拟数字转换器的输出信号并提供信号强度参数的数字锁相环、以及与锁相环相连以便提供调制信号的嵌套数字锁相环。

2.根据权利要求1所述的定位器，其中模拟数字转换器以由电磁场检测器检测到的电磁场的最高可选择频率的二倍带宽进行操作。

3.根据权利要求1所述的定位器，还包括相连的处理器，以接收来自至少一个处理信道的信号强度参数，并向显示器提供基于信号强度参数的导体特性数值。

4.根据权利要求3所述的定位器，其中数值包括导体中的电流。

5.根据权利要求3所述的定位器，其中数值包括导体在表面下的深度。

6.根据权利要求3所述的定位器，其中数值包括导体的位置。

7.根据权利要求1所述的定位器，其中模拟数字转换器以小于最高可选择定位频率的二倍带宽的采样率进行操作。

8.根据权利要求1所述的定位器，其中模拟处理器还包括可编程增益放大器。

9.根据权利要求1所述的定位器，还包括确定信号方向的信号方向检测器。

10.根据权利要求1所述的定位器，其中调制信号提供与掩埋对象的通信，所述掩埋对象产生由电磁场检测器检测的电磁场。

11.根据权利要求10所述的定位器，其中掩埋对象是探测器。

12.根据权利要求10所述的定位器，其中掩埋对象是标记器。

13.根据权利要求1所述的定位器，其中电磁场检测器检测由与发射机耦合的延伸导体所产生的电磁场。

14.根据权利要求1所述的定位器，其中数字锁相环包括：

相连的数字控制振荡器，以接收误差信号并更新载波频率、余弦信号和反相正弦信号；

相连的正交臂，以接收反相正弦信号和来自模拟数字转换器的输出信号并产生正交信号；

相连的同相臂，以接收余弦信号和来自模拟数字转换器的输出信号并产生同相信号；以及

相连的误差块，以接收正交信号和同相信号并计算误差信号。

15.根据权利要求14所述的定位器，其中同相信号与信号强度参数相关。

16.根据权利要求14所述的定位器，其中误差块实现传递函数，以执行定点反正切近似。

17.根据权利要求14所述的定位器，其中正交臂包括：

相连的乘法器，以接收反相正弦信号和来自模拟数字转换器的输出信号，乘法器提供混合输出信号；

相连的低通滤波器，以对混合输出信号进行滤波并产生滤波信号；以及

相连的放大器，以放大滤波信号。

18.根据权利要求14所述的定位器，其中同相臂包括：

相连的乘法器，以接收余弦信号和来自模拟数字转换器的输出信号，乘法器提供混合输出信号；

相连的放大器，以放大滤波信号。

19.根据权利要求14所述的定位器，其中数字控制振荡器根据等式f(n+1)＝f(n)+βe(n)来计算载波频率，根据等式θ(n+1)＝θ(n)+αe(n)+f(n)来计算相位，并根据相位来计算正弦和余弦值。

20.根据权利要求19所述的定位器，其中β＝α²/4。

21.根据权利要求14所述的定位器，其中连接嵌套数字锁相环，以接收来自数字控制振荡器的反相正弦信号和来自正交臂的乘法器的未滤波混合输出信号，其中调制信号是嵌套相位信号。

22.根据权利要求21所述的定位器，其中嵌套数字锁相环包括相连的FM数字控制振荡器，以接收误差信号和载波频率，并提供反相正弦信号和余弦信号，数字控制振荡器还产生调制信号。

23.根据权利要求22所述的定位器，其中在误差块中产生误差信号，所述误差块接收来自与FM数字控制振荡器相连的正交臂和同相臂的信号。

24.根据权利要求22所述的定位器，还包括接收调制信号并以模2π保持调制信号的比较器。

25.根据权利要求24所述的定位器，还包括与比较器相连的零交叉检测器，用于确定调制信号何时零交叉以产生载波指数。

26.根据权利要求21所述的定位器，还包括相连的滤波和下采样块，以接收来自正交臂的乘法器的未滤波混合输出信号，并产生到嵌套锁相环的信号。

27.根据权利要求25所述的定位器，其中载波指数用于对来自数字控制振荡器的载波信号进行采样，以产生采样信号。

28.根据权利要求27所述的定位器，其中根据采样信号的符号来确定信号方向信号。

29.一种信号处理方法，包括：

在检测器中接收信号；

对信号进行数字化以形成数字化信号；

根据相连以接收数字化信号的数字锁相环的输出信号来确定信号强度；以及

在与数字锁相环相连的嵌套数字锁相环中确定调制信号。

30.根据权利要求29所述的方法，其中根据数字锁相环的输出信号来确定信号强度包括：

根据误差信号更新反相正弦值和余弦值；

在正交臂中混合反相正弦值和信号，以形成正交信号；

在同相臂中混合余弦值和信号，以形成同相信号；以及

根据正交信号和同相信号来确定误差信号。

31.根据权利要求30所述的方法，其中根据同相信号来确定信号强度。

32.根据权利要求30所述的方法，其中正交臂包括滤波和放大，以形成正交信号。

33.根据权利要求30所述的方法，其中同相臂包括滤波和放大，以形成同相信号。

34.根据权利要求30所述的方法，还包括利用正弦值和余弦值来更新载波频率。

35.根据权利要求34所述的方法，其中在与数字锁相环相连的嵌套数字锁相环中确定调制信号包括：

根据FM误差信号和载波频率来更新FM正弦值、FM余弦值和载波指数值，

通过将FM正弦值与从数字锁相环的正交臂的乘法器接收的信号相混合来计算FM正交信号；

通过将FM余弦值与信号相混合来计算FM同相信号；以及

根据FM正交信号和FM同相信号来计算误差信号。

36.根据权利要求35所述的方法，其中调制信号是解调FM相位信号，并且所述方法还包括根据解调FM相位信号来确定信号方向。

37.一种线路定位器，包括：

用于确定信号强度的装置；以及

用于确定信号方向的装置。

38.一种定位器接收机，包括：

第一数字锁相环，具有相连以接收信号并提供与第一频率相关的第一相位的第一数字控制振荡器；以及

第二数字锁相环，具有相连以接收信号并提供与第二频率相关的第二相位的第二数字控制振荡器。

39.根据权利要求38所述的接收机，其中根据与第一整数相乘的第一频率和与第二整数相乘的第二频率的比较来确定信号方向。

40.根据权利要求38所述的接收机，其中第一数字锁相环根据环等式θ(n+1)＝θ(n)+αe(n)+f(n)和f(n+1)＝f(n)+βe(n)来更新相位。

41.根据权利要求40所述的接收机，其中参数β是α²/4。

42.根据权利要求38所述的接收机，其中第二数字锁相环根据环等式θ(n+1)＝θ(n)+αe(n)+f(n)和f(n+1)＝f(n)+βe(n)来更新相位。

43.根据权利要求42所述的接收机，其中参数β是α²/4。

44.一种确定信号方向的方法，包括：

接收数字化信号；

利用锁定第一频率的第一数字锁相环来确定第一相位；

利用锁定第二频率的第二数字锁相环来确定第二相位；

根据第一频率和第二频率来确定导体中的信号方向。

45.根据权利要求44所述的方法，其中确定第一相位包括更新数字控制振荡器中的环等式。

46.根据权利要求44所述的方法，其中确定第二相位包括更新数字控制振荡器中的环等式。

47.一种定位器接收机，包括：

第一数字锁相环，用于提供与输入信号的第一频率相关的信号；

第二数字锁相环，用于提供与输入信号的第二频率相关的信号。

48.根据权利要求47所述的接收机，其中连接第一数字锁相环以接收输入信号，以及连接第二数字锁相环以接收输入信号。

49.根据权利要求47所述的接收机，其中连接第一数字锁相环以接收输入信号，以及连接第二数字锁相环以接收来自第一数字锁相环的信号。