CN1818681A - 电压－频率转换装置及其基准电压变更方法 - Google Patents

Abstract

一种电压—频率转换装置，其中具有：用于进行电容器充电的可变电流源；电流量调整电路，其具有用于施加第1电压的第1电阻和用于施加第2电压的第2电阻，将可变电流源的电流量调整到对应于第1电压及第2电压的差值电压的电流量；比较在电容器的一端产生的充电电压和基准电压的大小的比较电路；和根据充电电压超过基准电压时的比较电路的比较结果，进行电容器的放电之放电电路；由比较电路产生对应于第1电压及第2电压的差值电压的频率信号，其特征在于包括基准电压控制电路，其当第1电阻或第2电阻的电阻值依存于温度特性而变化时，为了使来自比较电路的频率信号的频率恒定，将基准电压变更为对应于第1电阻或第2电阻的电阻值的变化的值。

Description

电压-频率转换装置及其基准电压变更方法

技术领域

本发明涉及适用于例如检测出由二次电池充电的残余电压之电压-频率转换装置、电压-频率转换装置的基准电压变更方法。

背景技术

＝＝＝现有的电压-频率转换装置的构成＝＝＝

<<<整体构成>>>

参照图5，对现有的电压-频率转换装置的一构成例进行说明。图5是表示现有的电压-频率转换装置的一构成例的电路框图。

图5所示的电压-频率转换装置100具有：误差放大器102、电流源IA、可变电流源IB、IC、电阻RA、RB、P型MOSFET104、106、基准电压源108、比较器110、电容器112、开关元件114、控制逻辑电路116。

电流源IA、电阻RA以及P型MOSFET104的源极·漏极串联连接于电源VDD和接地之间。通过对P型MOSFET104的栅极施加电压VIN(-)，同时向电阻RA提供来自电流源IA的电流，从而在电阻RA的一端上产生电压V1。该电压V1的值是由电压VIN(-)的值确定的电压。另一方面，可变电流源IB、电阻RB、P型MOSFET106串联连接于电源VDD和接地之间。通过对P型MOSFET106的栅极施加电压VIN(+)，同时向电阻RB提供来自电流源IB的电流，从而在电阻RB的一端上产生电压V2。该电压V2的值是由电压VIN(+)的值确定的电压。

误差放大器102的一个输入与产生电压V1的电阻RA的一端连接，另一个输入与产生电压V2的电阻RB的一端连接。即，误差放大器102根据电压V1及电压V2的差值电压，进行使电压V2与电压V1相等的负反馈动作。可变电流源IB由来自误差放大器102的输出电压控制、调整电流量。在此，在为了使电压V2与电压V1相等，误差放大器102对可变电流源IB进行负反馈动作的情况下，例如，伴随电压VIN(+)变得比电压VIN(-)低，电压V2比电压V1低且电压V1及电压V2的差值电压变大时，误差放大器102为了使此时产生的电压V1及电压V2的差值电压为零，产生用于使可变电流源IB的电流比当前时刻的电流更大的输出电压。

由可变电流源IC产生的电流量，根据误差放大器102的输出电压进行控制。即，误差放大器102一产生用于使可变电流源IB的电流量增大的电压，可变电流源IC就根据该输出电压产生更大的电流。可变电流源IC及电容器112串联连接于电源VDD和接地之间，电容器112以由可变电流源IC产生的电流充电。即，电容器112，由可变电流源IC产生的电流越大，越可进行快速充电；另一方面由可变电流源IC产生的电流越小，越可进行低速充电。

比较器110，比较在电容器112的非接地侧的一端产生的充电电压和由基准电压源108产生的恒定的基准电压VREF。在图5中，在比较器100的+(非反相输入)端子上施加电容器112的充电电压，在比较器110的-(反相输入)端子上施加基准电压VREF。因此，比较器110在电容器112的充电电压比基准电压VREF小时输出低电平，在电容器112的充电电压比基准电压VREF大时输出高电平。即，比较器110输出对应于电压V1及电压V2的差值电压的矩形频率信号。

开关元件114与电容器112并联连接。而且，作为开关元件114，可采用双极晶体管或MOSFET等。

控制逻辑电路116与比较器110的输出相连，是控制开关元件114的接通/断开的元件。即，控制逻辑电路116在比较器110输出为高电平之后的一定期间，将开关元件114接通。该一定期间内，电容器112的充电电压通过开关元件114放电。

＝＝＝现有的电压-频率转换装置的动作＝＝＝

参照图5及图7，对电压-频率转换装置100的动作进行说明。图7是表示在电压-频率转换装置100中、在电容器112的一端出现的充电电压和由比较器110输出的频率信号之间的关系的波形图。而且，电容器112的充电电压上升的程度(斜率)根据由可变电流源IC提供的电流大小而不同。即，电容器112的充电电压上升时的斜率为：由可变电流源IC提供的电流越大，就越向陡的方向变化；另一方面，由可变电流源IC提供的电流越小，就越向平缓的方向变化。

例如，对形成图7的期间TA的波形时的动作进行说明。相对于电压VIN(-)，在电压VIN(+)为电压VIN(-)±ΔV关系的情况下，即，电压VIN(+)及VIN(-)的差值电压为ΔV时，在电压V1及电压V2之间，开始产生相当于该差值电压ΔV的差值电压V1-V2。因此，该误差放大器102产生用于使该差值电压V1-V2为零的输出电压。例如，当差值电压ΔV为正时，由于电压V1＜电压V2，故误差放大器102产生用于使由电流源IB提供的电流减少的输出电压。该输出电压使由可变电流源IC提供的电流也增加。另一方面，当差值电压ΔV为负时，由于电压V1＞电压V2，故误差放大器102产生用于使由可变电流源IB提供的电流增加的输出电压。该输出电压使由可变电流源IC提供的电流也减少。这样，可变电流源IC产生对应于由误差放大器102得到的输出电压的电流，电容器112被供给来自可变电流源IC的电流并进行充电。这样，电容器112的充电电压成为用于使电压V1及电压V2的差值电压为零的、以如期间TA的斜率上升。而且，在为电容器112的充电电压比基准电压VREF小的状态的情况下，比较器110的输出为低电平。

其后，当电容器112的充电电压超过基准电压VREF时，比较器110的输出为高电平。控制逻辑电路116，在比较器110输出为高电平之后的一定期间，将开关元件114接通。即，形成电容器112用的放电路径。因此，电容器112通过开关元件114立即进行放电。而且，控制逻辑电路116将开关元件114接通的一定期间，是电容器112完成放电所需要的期间，是考虑了电容器112的电容等，而在控制逻辑电路116中预定的。并且，当电容器12的充电电压比基准电压VREF小时，比较器110的输出再次为低电平。因此，比较器110对应电容器112的充电电压输出周期TO的频率信号。

因此，电压-频率转换装置100，将电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压转换为对应该差值电压的频率信号。

＝＝＝电压VIN(+)及电压VIN(-)的应用例＝＝＝

电压-频率转换装置100，可用作为例如求取对二次电池充电的残余电压的装置。

图6是内置二次电池的电池组的简要构成图。在图6中，电池组200内置二次电池201、检测电阻202、微计算机203(或也可是逻辑集成电路)等。二次电池201及检测电阻202，串联连接在与将二次电池201作为电源使用的电子设备电连接的+端子和-端子之间。通过二次电池201进行充电或放电，检测电阻202在其两端产生电压VIN(+)和电压VIN(-)。例如，在将电池组200装到电子设备的情况下，二次电池201为了向该电子设备提供电源，进行放电，而向检测电阻202的a方向(纸面向上方向)流过放电电流。即，在二次电池201进行放电的情况下，电压VIN(+)比电压VIN(-)低。进一步，二次电池201的放电量越小，电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压越大。另一方面，在将电池组200装到充电器(未图示)的情况下，二次电池201进行充电，而向检测电阻202的b方向(纸面向下方向)流过充电电流。即，在二次电池201进行充电的情况下，电压VIN(+)比电压VIN(-)高。进一步，二次电池201的充电量越多，电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压越大。

上述的电压VIN(+)和电压VIN(-)作为求出二次电池201进行放电时的残余电压或二次电池201进行充电时的充电电压的基础的电压信息，供给到微计算机203。微计算机203内置有电压-频率转换装置100。并且，微计算机203检测通过施加电压VIN(+)和电压VIN(-)而产生的电压V1与电压V2的大小以及电压V1与电压V2的差值电压，可以得到与使该差值电压为零的可变电流源IC的电流大小对应的频率信号。进一步，微计算机203对所得到的频率信号执行适当的程序处理，可算出二次电池201被装载到电子设备时的残余电压或该残余电压的可使用时间、充电中的充电电压等。

【专利文献1】特开2002-107428

在电压-频率转换装置100中使用的电阻RA及电阻RB，具有依存于该电阻自身或该电阻周围的温度变化而电阻值变化的温度特性。

电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压为ΔV，在由此时的电压VIN(+)及电压VIN(-)确定的电压V1及电压V2的差值电压V1-V2不为零的情况下，误差放大器102产生用于使电压V1-V2为零的输出电压。电容器112提供来自此时的可变电流源IC的电流，并进行充电。例如，以电阻RA及电阻RB的电阻值在不依存于温度特性的情况下而没有变化时的、电容器112的充电电压上升的斜率为期间TA的斜率，即，在电阻RA及电阻RB的电阻值在不依存于温度特性的情况下而没有变化时，为从比较器110输出周期TO的频率信号的状态。

然而，由该状态开始，电阻RA及电阻RB至少一方的电阻值依存于温度特性变化的情况下，由误差放大器102产生的输出电压尽管是电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压ΔV，但由使对应于该差值电压ΔV的差值电压V1-V2为零的输出电压变化了。其结果是，产生由比较器110输出的频率信号的频率偏离原来应有的频率的问题。

作为具体例，试考虑在图7的期间TB内，在电阻RB的电阻值随其自身的温度特性变大的情况(例如电阻RB的电阻值变化为2倍的电阻值的情况)。误差放大器102通过产生使电压V1及电压V2的差值电压为零用的输出电压的负反馈动作，从电压V2变为与电压V1相等的状态，在电阻RB的电阻值依存于温度特性而变为2倍的电阻值的情况下，此时的电压V2变化为比电压V1还高的电压值。因此，误差放大器102为了使电压V2返回到与电压V1相等的电压，产生用于使由可变电流源IB提供的电流变更为迄今为止的电流的1/2电流值的输出电压。由此，不仅可变电流源IB，而且由可变电流源IC提供的电流也变更为迄今为止的电流的1/2电流值。其结果是，由于每个来自对应电容器112的可变电流源IC的单位时间的电流供给量减少为1/2，故电容器112进行充电时的上升斜率为期间TA时的斜率的1/2。因此，存在尽管电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压为ΔV，但由比较器110误产生具有原来应有的周期TO(虚线)的2倍周期2TO的频率信号的问题。

例如，将电压-频率转换装置100内置于在电池组200内使用的微计算机203中，在将该电池组200装到电子设备中的情况下，可检测二次电池201的残余电压。但是，由于微计算机203以由比较器110得到的频率信号的频率为基础求取残余电压，故因产生上述错误的频率信号，求出的残余电压远偏离原来应求取的残余电压，给电子设备的使用者带来很大的麻烦。

图8是表示电压-频率转换装置输入输出特性的特性图。在图8中，横轴表示电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压[V]，纵轴表示由比较器110输出的频率信号[Hz]。而且，上述电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压和频率信号，在理想的情况下具有如实线的比例关系。然而，在电阻RA及电阻RB至少一方依存于温度特性，其电阻值变化的情况下，电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压和由比较器110输出的频率信号的频率之间的关系，为自实线的特性向点划线或虚线侧偏离。

发明内容

本发明的目的在于，即使在构成电压-频率转换装置的电阻的电阻值依存于温度特性而变化的情况下，也保持良好的电压-频率转换精度。

为了解决上述课题的发明，是一种电压-频率转换装置，其中具有：用于进行电容器的充电的可变电流源；电流量调整电路，其具有用于施加第1电压的第1电阻和用于施加第2电压的第2电阻，将上述可变电流源的电流量调整到对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流量；对在上述电容器的一端产生的充电电压和基准电压的大小进行比较的比较电路；和根据上述充电电压超过上述基准电压时的上述比较电路的比较结果，进行上述电容器放电的放电电路；并由上述比较电路产生对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压之频率信号，其特征在于，包括基准电压控制电路，其当上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值依存于温度特性而变化时，为了使来自上述比较电路的频率信号恒定，将上述基准电压变更为对应于上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值的变化的值。

另外，一种电压-频率转换装置的基准电压变更方法，该电压-频率转换装置具有：用于进行电容器的充电的可变电流源；电流量调整电路，其具有用于施加第1电压的第1电阻和用于施加第2电压的第2电阻，将上述可变电流源的电流量调整到对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流量；对在上述电容器的一端产生的充电电压和基准电压的大小进行比较的比较电路；和根据上述充电电压超过上述基准电压时的上述比较电路的比较结果，进行上述电容器的充电电压的放电之放电电路；并由上述比较电路产生对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压之频率信号，其特征在于，当上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值依存于温度特性而变化时，为了使来自上述比较电路的频率信号的频率恒定，将上述基准电压变更为对应于上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值的变化的值。

根据本发明，即使是在构成电压-频率转换装置的电阻的电阻值依存于温度特性而变化的情况下，也可保持良好的电压-频率转换精度。

附图说明

图1是表示本发明的电压-频率转换装置的电路框图。

图2是表示在本发明的电压-频率转换装置中、用于基准电压控制电路的可变电流源的一例的电路图。

图3是表示本发明的电压-频率转换装置中采用的基准电压控制电路的动作的波形图。

图4是表示本发明的电压-频率转换装置的动作的波形图。

图5是表示现有的电压-频率转换装置的电路框图。

图6是表示作为电压-频率转换装置所采用的一例的电池组的电路框图。

图7是表示现有的电压-频率转换装置的动作的波形图。

图8是表示电压-频率转换装置的输入输出特性的特性图。

图9是表示应用电池组的电子设备的一例的图。

图中：200-电池组，201-二次电阻，202-检测电阻，203-微计算机，300-电压-频率转换装置，302-电容器，304-P型MOSFET(第2电流供给用晶体管)，306-电流量调整电路，308-计算机，310-控制逻辑电路，312-开关元件，314-基准电压控制电路，316-电流源，318-第1电阻，320-P型MOSFET(第1电压用晶体管)，322-P型MOSFET(第1电流供给用晶体管)，324-第2电阻，326-P型MOSFET(第2电压用晶体管)，328-误差放大器，330-可变电流源，332-电容器(充放电用电容器)，334-电容器(采样保持用电容器)，336-缓冲器，338-定时控制电路，TG1-第1开关元件，TG2-第2开关元件，TG3-第3开关元件。

具体实施方式

通过本说明书及附图的记载，至少表明以下事项。

＝＝＝电压-频率转换装置的构成＝＝＝

<<<整体构成>>>

参照图1，对本发明的电压-频率转换装置的一构成例进行说明。图1是表示本发明的电压-频率转换装置的一构成例的电路框图。

图1中所示的电压-频率转换装置300，具有：电容器302；P型MOSFET304(可变电流源)；电流量调整电路306；比较器308(比较电路)；控制逻辑电路310及开关元件312(放电电路)；基准电压控制电路314。

电流量调整电路306具有：电流源316、电阻值R1的第1电阻318、P型MOSFET320(第1电压用晶体管)、P型MOSFET322(第1电流供给用晶体管)、电阻值R2的第2电阻324、P型MOSFET326(第2电压用晶体管)、误差放大器328(电流量调整用误差放大器)。

电流源316、电阻318、P型MOSFET320的源极·漏极串联连接到电源VDD和接地之间。而且，在对P型MOSFET320的栅极施加电压VIN(-)的情况下，在电流源316和第1电阻318的连接点产生以电压VIN(-)+P型MOSFET320的栅极·源极间电压+来自电流源316的电流被提供时的电阻318的两端电压表示的电压V1。亦即，在来自电流源316的电流恒定的情况下，电压V1为由VIN(-)的值确定的电压。另一方面，P型MOSFET322的源极·漏极、第2电阻324、P型MOSFET326串联连接在电源VDD和接地之间。而且，在对P型MOSFET326的栅极施加电压VIN(+)的情况下，在P型MOSFET322的漏极和电阻324的连接点产生以电压VIN(+)+P型MOSFET326的栅极·源极间电压+来自P型MOSFET322的电流被提供时的电阻324的两端电压表示的电压V2。亦即，在来自P型MOSFET322的电流恒定的情况下，电压V2为由VIN(-)的值确定的电压。对误差放大器328的一个输入端子施加电压V1、对另一输入端子施加电压V2。并且，误差放大器328为了使电压V1及电压V2的差值电压为零，将使电压V2与电压V1相等用的输出电压作为控制电压反馈到P型MOSFET322的栅极。这样，在电压V1＜电压V2的情况下，误差放大器328为了使电压V1及电压V2相等而产生用于使P型MOSFET322的漏极电流减少的输出电压。另一方面，在电压V1＞电压V2的情况下，误差放大器328为了使电压V1及电压V2相等而产生用于使P型MOSFET322的漏极电流增加的输出电压。其结果是，由误差放大器328的负反馈动作，电压V1及电压V2在相等的状态下稳定。因此，由误差放大器328产生与电压VIN(+)及电压VIN(-)的大小和差值电压对应的大小的输出电压。

P型MOSFET324的源极·漏极和电容器302串联连接在电源VDD和接地之间。并且，P型MOSFET304的栅极与P型MOSFET322的栅极连接，同时与误差放大器328的输出连接。即，P型MOSFET304、322，作为各控制电压共同控制误差放大器328的输出电压。因此，由P型MOSFET304提供给电容器302的漏极电流，随P型MOSFET322的漏极电流的增减而增减。换言之，当P型MOSFET322的漏极电流减少时，电容器302进行充电时的斜率向平缓的方向变化，另一方面，当P型MOSFET322的漏极电流增加时，电容器302进行充电时的斜率向陡峭的方向变化。

比较器308，电容器302的非接地侧的一端产生的充电电压施加于+端子，同时由基准电压控制电路314产生的基准电压VREF’施加于-端子。而且，比较器308在充电电压比基准电压VRFE’还低的期间输出低电平，当充电电压超过基准电压VRFE’时输出高电平。即，比较器308输出对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的频率之频率信号。

开关元件312与电容器302并联连接，形成用于进行电容器302的充电电压的放电之放电路径。而且，作为开关元件312，可采用双极晶体管或MOSFET等。

控制逻辑电路310的输入与比较器308的输出连接，检测比较器308的输出从低电平上升到高电平时的变化(上升变化)，产生用于使开关元件312在一定期间内接通的控制信号。并且，所谓接通开关元件312的一定期间，是使电容器302的充电电压放电所需的充分期间，该一定期间是在控制逻辑电路310内由硬件预定的。

<<<基准电压控制电路的构成例>>>

基准电压控制电路314具有：可变电流源330(反比例可变电流源)、第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3、电容器332(充放电用电容器)、电容器334(采样保持用电容器)、缓冲器336(输出电路)、定时控制电路338(开关控制电路)。缓冲器336的输出作为基准电压VREF’施加到比较器308的一端。而且，第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3是开关电路，作为该开关电路，可采用双极晶体管、MOSFET等。

可变电流源330、第1开关元件TG1、电容器332串联连接在电源VDD和接地之间。第3开关元件TG3与电容器332并联连接。第2开关元件TG2连接在电容器332的非接地侧一端和电容器334的非接地侧一端之间。定时控制电路338是控制第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的开关定时。例如，定时控制电路338可根据预定的硬件逻辑，控制第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的开闭定时。

此外，定时控制电路338，输出用于控制第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的开闭定时的控制信号，但该控制信号的产生定时如后述的图3所示。为了输出第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的开闭用的控制信号，定时控制电路338具有：例如所定频率的振荡电路(未图示)；对从该振荡电路得到的振荡信号进行2值化后分频为所定频率的矩形波的分频器(未图示)；第2开关元件TG2用的第1定时器(未图示)；第3开关元件TG3用的第2时间(未图示)；和可仅在期间Tb1、Tb2分别产生脉冲的单个的单稳定多谐振荡器等的第1及第2脉冲发生电路(未图示)。

首先，用于开闭第1开关元件TG1的控制信号可设为例如由分频器得到的矩形波。该控制信号的1个周期是将期间Ta及期间Tb相加后的期间，在期间Ta为高电平，在期间Tb为低电平。

另外，用于开闭第2开关元件TG2的控制信号，可通过采用第1定时器和第1脉冲发生电路来产生。例如，定时控制电路338检测用于开闭第1开关元件TG1的控制信号从高电平下降到低电平，开始以此时的下降变化为契机复位的第1定时器的计时。该第1定时器若计时第1一定期间，则产生溢出(over flow)信号。通过向第1脉冲产生电路提供该溢出信号，从而可产生用于开闭第2开关元件TG2的控制信号。

并且，用于开闭第3开关元件TG3的控制信号，也可通过采用第2定时器和第2脉冲发生电路而同样地产生。亦即，定时控制电路338，在第1定时器计时第1一定期间并输出溢出信号后，控制第2定时器，以便以此时的溢出信号为契机复位，同时开始计时第2一定期间。与该第2定时器计时第2一定期间时相同，产生溢出信号。通过向第2脉冲产生电路提供该溢出信号，从而可产生用于开闭第3开关元件TG3的控制信号。

再者，第1定时器及第2定时器分别计时的第1及第2一定期间的合计，不足Tb-(前半的一部分期间Tb1+后半的一部分期间Tb2)。此外，成为使第2开关元件TG2及第3开关元件TG3分别开闭的控制信号的高电平的期间Tb1、Tb2分为期间Tb的前半和后半部分，但并非限定于此。例如，也可是期间Tb1、Tb2都在期间Tb的中间之后。这样，可以在电容器332的非接地侧一端产生的充电电压V更准确稳定的定时内得到基准电压VREF’。

并且，由定时控制电路338，即可用如上所述的硬件产生用于开闭第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的控制信号，也可用软件产生。此时，可更简化定时控制电路338的构成。

在电容器334的非接地侧一端产生的电压施加到缓冲器336，由缓冲器336输出的电压作为基准电压VREF’而被施加到比较器308的一端子上。

<<<反比例可变电流源的构成例>>>

在此，可变电流源330为提供与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流的电流源。可变电流源330例如如图2所示，由误差放大器402、第3电阻404、基准电压源406、P型MOSFET408、410(晶体管)构成。而且，第3电阻404具有与第2电阻324相同的电阻值R2，且具有相同温度特性。

在误差放大器402的一个输入端子上施加由基准电压源406产生的基准电压VX。P型MOSFET408的源极·漏极及第3电阻404，串联连接于电源VDD和接地之间。而且，P型MOSFET408的栅极与误差放大器402的输出端子相连，第3电阻404的非接地侧的一端与误差放大器402的另一输入端子相连。亦即，由于P型MOSFET408的漏极电流由误差放大器402的输出电压控制，同时反馈到误差放大器402的另一输入端子，故在第3电阻404的非接地侧的一端产生电压VX的状态下，误差放大器402的反馈动作稳定。此时，流过第3电阻404的P型MOSFET408的漏极电流ID，用ID＝VX/R2表示。即，P型MOSFET408的漏极电流ID为与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流。而且，由于第3电阻404具有与第2电阻324相同的温度特性，故因依存于温度特性，第2电阻324及第3电阻404的电阻值以同样的比例变化，所以流过第3电阻404的电流ID确实与流过第2电阻324的电流成反比例。换言之，由误差放大器402的输出电压控制P型MOSFET408的栅极，以使确实与流过第2电阻324的电流成反比例的电流ID流入第3电阻404。

P型MOSFET410，源极与电源VDD连接、栅极与误差放大器402的输出端子连接。即，当以与P型MOSFET408相同的尺寸构成P型MOSFET410时，P型MOSFET410的漏极电流也为ID。

作为可变电流源330，可采用以上的构成。此时，P型MOSFET410的漏极输出，为可变电流源330的电流输出。

<<<电流源316的构成例>>>

另外，还可具有与P型MOSFET410相同尺寸的P型MOSFET412。该P型MOSFET412的源极与电源VDD连接、栅极与误差放大器402的输出端子连接。这样，P型MOSFET412的漏极电流也为ID。也可将由上述误差放大器402、第3电阻404、基准电压源406、P型MOSFET408、412构成的可变电流源，与图1的电流源316置换。此时，如果将第1电阻318及第2电阻324设定为具有相同电阻值且相同温度特性，则即使流过第1电阻318的电流依存于温度特性而变化，也通过由电流源316提供与第1电阻318的电阻值R1成反比例的电流，而可使电压V1保持恒定。即，误差放大器328，仅根据另一输入电压V2的变化进行误差放大动作，可准确地确定施加到比较器308的基准电压VREF’。

＝＝＝电压-频率转换装置的动作＝＝＝

<<<基准电压控制电路的动作>>>

参照图1及图3，对本发明的电压-频率转换装置300中使用的基准电压控制电路314的动作进行说明。图3是表示本发明的电压-频率转换装置中使用的基准电压控制电路的动作的波形图。而且，由可变电流源330提供的电流最初的大小，为了便于说明，设为电容器322以图示的斜率充电实线电压V的电流的大小。另外，由定时控制电路338输出的、用于开闭第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的控制信号，在断开这些开关元件TG1至TG3时为高电平，在闭合这些开关元件TG1至TG3时为低电平。

首先，在期间Ta，由定时控制电路338向第1开关元件TG1提供高电平的控制信号，向第2开关元件TG2及第3开关元件TG3提供低电平的控制信号。这样，在第2开关元件TG2及第3开关元件TG3打开的状态，仅关闭第1开关元件TG1。由此，电容器332从完全的放电状态，按由可变电流源330提供的电流大小进行充电。其结果，在电容器332的非接地侧一端产生的充电电压V呈如图3的实线上升。而且，电容器332进行充电的期间Ta为第1期间。

其后，在期间Tb，由定时控制电路338在整个期间Tb向第1开关元件TG1提供低电平的控制信号；在期间Tb的前半部的一部分期间Tb1，向第2开关元件TG2提供成为高电平的控制信号；而且，在期间Tb的后半部的一部分奇迹那Tb2，向第3开关元件TG3提供成为高电平的控制信号。这样，若由期间Ta变为期间Tb，则由于第1开关元件TG1打开，故电容器332停止充电动作，期间Ta的最后充电电压如实线那样保持。该电容器332的充电电压保持的期间为第2期间。而且，如果第2开关元件TG2仅在期间Tb内的期间Tb1关闭，则电容器332的充电电压由电容器334采样保持，该采样保持电压施加于缓冲器336。这样，施加到缓冲器336的电压作为基准电压VREF’而被施加到比较器308的一端。其后，如果第3开关元件TG3仅在期间Tb内的期间Tb2关闭，则电容器332的充电电压以第3开关元件TG3关闭为契机进行放电。该期间Tb2为第3期间。

如上所述，通过反复进行期间Ta及期间Tb中的第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3的开闭，由缓冲器336输出对应于可变电流源330的电流大小的基准电压VREF’。

<<<整体动作>>>

参照图1、图2、图3及图4，对本发明的电压-频率转换装置300的动作进行说明。图4是表示本发明的电压-频率转换装置的动作的波形图。而且，电压-频率转换装置300，被用于例如图6的电池组200。另外，为了便于说明，将电压-频率转换装置300的动作分为图4所示的期间TA和期间TB进行说明。在期间TA中，设第2电阻324的电阻值在不依存于温度特性的情况下而没有变化，在期间TB中，设第2电阻324的电阻值依存于温度特性而变化。

[期间TA]

首先，若在电子设备中装有电池组200，则对二次电池201充电的电压作为该电子设备的电源而被提供。即，在检测电阻200中流过a方向的放电电流，有电压VIN(+)＜电压VIN(-)的关系，而且，根据放电电流的大小，向微计算机203内部的电压-频率转换装置300施加差值电压为ΔV的电压VIN(+)及电压VIN(-)。于是，在第1电阻318的一端上产生的电压V1和在第2电阻324的一端上产生的电压V2之间的差值电压V1-V2(V1＞V2)，对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压ΔV而产生。因此，误差放大器328，为了使电压V2和电压V1相等，以该误差放大器328的输出电压，控制P型MOSFET322的栅极电压，使P型MOSFET322的漏极电流增加。同时，用于使电压V1和电压V2相等的误差放大器328的输出电压，也作为控制电压施加到P型MOSFET304的栅极。因此，P型MOSFET304的漏极电流随P型MOSFET322的漏极电流的增加而增加，电容器302由此时的P型MOSFET304的漏极电流充电。

另一方面，在基准电压控制电路314中，对电容器322充电的图3的实线所示的充电电压，在由电容器334采样保持后，施加到缓冲器336，作为基准电压VREF’施加到比较器308的一端子上。

而且，比较器308比较：施加于+端子上的、在电容器302的非接地侧一端产生的充电电压，和施加于负端子上的基准电压VREF’。当在电容器302的非接地侧的一端产生的充电电压比基准电压VREF’还小时，比较器308输出低电平。其后，若在电容器302的非接地侧的一端产生的充电电压超过基准电压VREF’，则比较器308输出高电平。控制逻辑电路310通过输入从来自比较器308的低电平到高电平的上升变化，从而仅在一定期间关闭开关元件312。由此，电容器302的充电电压通过开关元件312放电，电容器302非接地侧一端的电压再次变得比基准电压VREF’还小，比较器308的输出再次为高电平。通过电容器302重复上述充电动作及放电动作，从而由比较器308输出具有周期TO的频率信号。

[期间TB]

设第2电阻324的电阻值R2依存于温度特性而变化。例如，为了便于说明，对电阻值R2变化为2倍的电阻值2R2的情况进行说明。

在此，设第1电阻318具有与第2电阻324相同的电阻值及相同的温度特性，并且，由于电流源316提供与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流，故电压V1保持恒定。亦即，施加于误差放大器328的电压中、电压V2变化。

在期间TA中，以电压V1及电压V2相等的状态，对P型MOSFET322的误差放大器328的反馈动作稳定。但是，在期间TB中，由于第2电阻324的电阻值R2变化为2倍的电阻值2R2，故P型MOSFET322的漏极电流保持期间TA时的不变，电压V2变得比V1还大。因此，误差放大器328随第2电阻324的电阻值R2变为2倍，产生用于使P型MOSFET322的漏极电流减少为1/2的输出电压。其结果，用于使电压V2与电压V1再次相等的负反馈动作启动。因此，由P型MOSFET304输出的漏极电流与期间TA时相比，也为1/2。因此，在期间TB，电容器302进行充电时的充电电压的上升斜率与期间TA时相比，为1/2，变得平缓。

另一方面，在基准电压控制电路314中，由可变电流源330产生的电流，随第2电阻324的电阻值R2变化为2倍而变成1/2。因此，如图3所示，在期间Ta，电容器332进行充电时的充电电压的上升斜率，与实线相比，变成如点划线所示的1/2。因此，在期间Tb，在电容器332中所保持的充电电压，与实线相比，变成1/2。因而，如图4所示，在期间TB施加于比较器308一端的基准电压VREF’，与期间TA时相比，变成1/2。

这样，在图4所示的期间TB中，由于在电容器302的非接地侧的一端产生的充电电压的上升斜率，成为期间TA时的1/2，同时基准电压VREF’也变成期间TA时的1/2，故与期间TA时同样地，由比较器308可得到周期TO的频率信号。

再者，在本实施方式中，对第2电阻324的电阻值R2依存于温度特性而变化为2倍的情况进行了说明，但并非限定于此。亦即，无论是在第2电阻324的电阻值R2依存于温度特性变大或变小的情况下，也与上述同样地动作。

这样，即使是在第2电阻324的电阻值R2依存于温度特性而变化的情况下，也可由比较器308得到频率不变的频率信号。

亦即，可切实得到图8中所示的实线特性，可由微计算机203切实求得二次电池201的残余电压。

在此，将第1电阻318的电阻值R1、第2电阻324的电阻值R2、第3电阻404的电阻值R2分别设为R，设电容器302的容量为C，设电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压为ΔV(有正或负的情况)，设流过电流源316的电流为I，设比较器308的阈值电压(一端子的输入电压)为V(＝VREF’)。

首先，在电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压ΔV＝0时，若设由比较器308输出的频率信号的周期为t1，则：

t1＝CV/I

并且，在电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压为0以外的情况下，若设由比较器308输出的频率信号的周期为t2，则：

t2＝CV/(I+ΔV/R)

例如，在检测由比较器308输出的频率信号的脉冲数(频率信号的上升或下降)是多少，并检测二次电池201的残余电压等的情况下，可利用微计算机203所使用的所定频率的时钟CLK。设时钟CLK的周期为T，计数上述脉冲数所需要的时间为BT。而且，B是用于确定该时间的系数。

于是，在电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压＝0时，由比较器308输出的频率信号所包含的、每个时间BT的脉冲数f1为：

f1＝(1/t1)·BT＝(I/CV)·BT

同样，在电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压ΔV为0以外的情况下，由比较器308输出的频率信号所包含的、每个时间BT的脉冲数f2为：

f2＝(1/t2)·BT＝((IR+ΔV/CRV)·BT

每个时间BT的脉冲数f1及f2之差Δf为：

Δf＝f2-f1＝(ΔV/CRV)·BT        ...(1)

接着，在基准电压控制电路314中，设电容器332的容量为C2，设流过可变电流源330的电流与电流源316同样为I。并且，设对电容器332进行充电所需要的时间为AT。而且，A是用于确定该时间的系数。

此时，施加于比较器308的一端子上的电压V为：

V＝(AT·VX/R)/C2                  ...(2)

由此，将(2)式代入(1)式，则：

Δf＝(ΔV·C2·B)/(C·VX·A)      ...(3)

即，由于在(3)式中未包含R，故由比较器308输出的频率信号不受第1电阻318、第2电阻324的温度特性影响地输出。

＝＝＝电池组的应用例＝＝＝

作为具有图1的电压-频率转换装置300的电池组200的应用对象，例如举出图9中所示的笔记本型个人计算机500。通过将电池组200插入并装配到该笔记本型个人计算机500的侧面所设的电池插入口502，从而可提供用于使笔记本型个人计算机500工作的电源。并且，由电池组200内部的微计算机203求得的二次电池201的残余电压(或也可是可使用时间)，使其显示在显示器504的端部，或显示在专门设计的小型显示器506上。作为二次电池201的残余电压的显示方法，既可以是采用条状的指示器显示，也可是数字显示。

此外，作为具有电压-频率转换装置300的电池组200的其它应用对象，可举出数字照相机或移动电话机等。

亦即，由于通过使用电压-频率转换装置300，从而可提高电压-频率的转换精度，故无论对如何需要适当的电压-频率转换结果的便携型电子设备，都有大的应用效果。

由以上说明可知，一种电压-频率转换装置300，其中具有：用于进行电容器302的充电的P型MOSFET304；用于施加电压VIN(-)的第1电阻318；和用于施加电压VIN(+)的第2电阻324；具有：将P型MOSFET304的漏极电流调整为对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压大小的电流之电流量调整电路306；比较在电容器302的非接地侧一端产生的充电电压和基准电压VREF’的大小的比较器308；和作为根据当充电电压超过基准电压VREF’时的比较器308的比较结果，对电容器302进行放电的放电电路的控制逻辑电路310及开关元件312；并由比较器308产生对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的频率信号，其特征在于，具备基准电压控制电路314，其在第1电阻318或第2电阻324的电阻值依存于温度特性而变化的情况下，为了使来自比较器308的频率信号的频率恒定，使基准电压VREF’变更为对应于第1电阻318或第2电阻324的电阻值的变化的值。由此，即使在第1电阻318或第2电阻324的电阻值依存于温度特性而变化的情况下，也可由比较器308得到不受该温度特性影响的频率信号，即可切实防止起因于第1电阻318或第2电阻324的温度特性的、电压-频率转换装置300的电压-频率转换精度恶化，可保持良好的电压-频率转换精度。

在此，电流量调整电路306具有电流量调整用误差放大器328，其用于将对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的电流提供给第2电阻324及电容器302。

而且，基准电压控制电路336具有：可变电流源330，其提供对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的电流并产生与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流；充放电用电容器332；和作为开关电路的第1开关元件TG1、第2开关元件TG2、第3开关元件TG3，其用于使用来自可变电流源330的电流，仅在第1期间(图3的期间Ta)进行电容器332的充电，其后仅在第2期间(从图3的期间Tb的开始到第3开关元件TG3关闭的期间)保持电容器332的充电电压，其后，仅在第3期间(期间Tb2)对电容器332的充电电压进行放电；控制这些开关电路的开闭动作的定时控制电路338；和采用电容器332的保持电压并输出基准电压VREF’的缓冲器336。

详细地，基准电压控制电路314具有：可变电流源330，其提供对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的电流并产生与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流；充放电用电容器332；第1开关元件TG1，为了采用来自可变电流源330的电流来进行对电容器332的充电，仅在第1期间(图3的期间Ta)关闭；第2开关元件TG2，其在第1开关元件TG1打开的期间Tb，为了采用电容器332的充电电压来输出基准电压VREF’，仅在第2期间(从图3的期间Tb开始到第3开关元件TG3关闭的期间)关闭；第3开关元件TG3，其在第1开关元件TG1打开的期间Ta内，在第2开关元件仅与第2期间关闭后，为了对电容器332的充电电压进行放电，仅在第3期间(期间Tb2)关闭；和控制第1至第3开关元件TG1至TG3的开闭的定时控制电路338。

更为详细地，基准电压控制电路314具有：可变电流源330，其提供对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的电流并产生与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流；充放电用电容器332；采样保持用电容器334；连接于可变电流源330的输出与产生充放电电压的电容器332的非接地侧的一端之间的第1开关元件TG1；连接于电容器332的一端与产生采样保持电压的电容器334的非接地侧一端之间的第2开关元件TG2；与电容器332并联连接的第3开关元件TG3；控制第1至第3开关元件TG1至TG3的开闭的定时控制电路338；和用于将在电容器334的非接地侧一端产生的采样保持电压作为基准电压VREF’输出的缓冲器336；定时控制电路338为了采用来自可变电流源330的电流而进行对电容器332的充电，仅在第1期间(图3的期间Ta)关闭第1开关元件TG1，在第1开关元件TG1打开的期间Tb，电容器334为了采样保持电容器332的充电电压，仅在第2期间(从图3的Tb期间的开始到第3开关元件TG3关闭的期间)关闭第2开关元件TG2，在第1开关元件TG1打开的期间Tb内，第2开关元件仅在第2期间关闭后，为了对电容器332的充电电压进行放电，仅在第3期间(期间Tb2)关闭第3开关元件TG3。

通过设置这样的基准电压控制电路314，从而由于可由可变电流源330向电容器332提供与第2电阻324的电阻值R2成反比例的电流，故可根据电容器302进行充电时的充电电压上升的斜率，变更对电容器332进行充电的电压的电平。具体为，在电容器302进行充电时的充电电压上升的斜率随第2电阻324的电阻值变化而变化为n倍的情况下，基准电压VREF’也变化为n倍。这样，可切实防止起因于第2电阻324的温度特性、电压-频率转换装置300的电压-频率转换精度恶化，可保持良好的电压-频率转换精度。

并且，可变电流源330具有：提供对应于电压VIN(+)及电压VIN(-)的差值电压的电流、具有与第2电阻324相同温度特性的第3电阻404；根据在第3电阻404上产生的电压及恒压VX的差值电压而动作的误差放大器402；和采用误差放大器402的输出来调整向第3电阻404提供的电流量的P型MOSFET408；使流过第3电阻404的电流为上述反比例的电流。通过该可变电流源330，可以以简易的构成切实产生与第2电阻324的电阻值成反比例的电流。

并且，电流量调整电路306具有：与第1电阻318串联连接的电流源316；与第1电阻318串联连接的P型MOSFET320(第1电压用晶体管)；与第2电阻324串联连接的P型MOSFET322(第1电流供给用晶体管)；与第2电阻324串联连接的P型MOSFET326(第2电压用晶体管)；根据以P型MOSFET320的栅极电压(VIN(-))确定的第1电阻318的一端电压V1与以P型MOSFET326的栅极电压(VIN(+))确定的第2电阻324的一端电压，将用于调整P型MOSFET322的漏极电流的栅极电压作为输出电压而产生的误差放大器328；可变电流源304具有：根据来自误差放大器328的输出电压，调整用于对电容器302进行充电的电流量的P型MOSFET304(第2电流供给用晶体管)。

在此，电流源316也可为与可变电流源330相同的构成。即，相对于可变电流源330由误差放大器402、第3电阻404、基准电压源406、P型MOSFET408、410构成，也可由误差放大器402、第3电阻404、基准电压源406、P型MOSFET408、412构成电流源316。此时，在电流源316中设置P型MOSFET412，来代替可变电流源330中的P型MOSFET410。这样，对于可变电流源330和电流源316，由于采用同一构成，故即使是在第2电阻324的电阻值依存于温度特性而变化的情况下，也可更切实地防止由比较器308输出的频率信号的频率的离散性。

而且，电流源316，也可共用可变电流源330的构成的误差放大器402、第3电阻404、基准电压源406、P型MOSFET408。通过这样，可减少电路元件数。

进而，第1电阻318和第2电阻324，也可是具有相同温度特性、且相同电阻值的电阻。这样，在将电压设为恒定的状态下，误差放大器328仅对电压V2的变化进行误差放大动作。

此外，电压VIN(+)及电压VIN(-)，也可是在二次电池201的电流流过的检测电阻202的两端产生的电压。这样，可切实地求取二次电池201进行放电动作时的残余电压，和二次电池201进行充电时的充电电压。

并且，电压-频率转换装置300可为集成电路。这样，由于不需要外附零件，故微计算机203的小型化或蓄电池组200的小型化成为可能，可降低成本，同时可用在各种电子设备中。

以上，对本发明的电压-频率转换装置及电压-频率转换装置的基准电压产生方法进行了说明，但上述说明是为了易于理解本发明的，并非限定本发明。本发明可不脱离其含意地进行变更、改良，同时在本发明中当然还包含其等价物。

Claims (13)

1.一种电压—频率转换装置，其中具有：

用于进行电容器充电的可变电流源；

电流量调整电路，其具有用于施加第1电压的第1电阻和用于施加第2电压的第2电阻，将上述可变电流源的电流量调整到对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流量；

比较电路，其对在上述电容器的一端产生的充电电压和基准电压的大小进行比较；和

放电电路，其根据上述充电电压超过上述基准电压时的上述比较电路的比较结果，进行上述电容器的放电；

由上述比较电路产生对应于上述第1电压及上述第2电压的频率信号，其特征在于，

还包括基准电压控制电路，其当上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值依存于温度特性而变化时，为了使来自上述比较电路频率信号恒定，将上述基准电压变更为对应于上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值的变化的值。

2.根据权利要求1所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述电流量调整电路具有电流量调整用误差放大器，其用于将对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流提供给上述第1电阻或上述第2电阻任意一方和上述电容器。

3.根据权利要求2所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述基准电压控制电路，具有：

反比例可变电流源，其提供对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流并产生与上述第1电阻或上述第2电阻任意一方的电阻值成反比例的电流；

充放电用电容器；

开关电路，其利用来自上述反比例可变电流源的电流，仅在第1期间进行上述充放电用电容器的充电，其后，仅在第2期间保持上述充放电用电容器的充电电压，其后，仅在第3期间进行上述充放电用电容器的充电电压的放电；

开关控制电路，其控制上述开关电路的开闭动作；和

输出电路，其利用上述充放电用电容器的保持电压，输出上述基准电压的。

4.根据权利要求2所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述基准电压控制电路，具有：

反比例可变电流源，其提供对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流，并产生与上述第1电阻或上述第2电阻任意一方的电阻值成反比例的电流；

充放电用电容器；

第1开关元件，其为了利用来自上述反比例可变电流源的电流而进行上述充放电用电容器的充电，仅在第1期间关闭；

第2开关元件，其在上述第1开关元件打开的期间内，为了利用上述充放电用电容器的充电电压而输出上述基准电压，仅在第2期间关闭；

第3开关元件，其在上述第1开关元件打开的期间内，上述第2开关元件仅在第2期间关闭后，为了进行上述充放电用电容器的充电电压的放电，仅在第3期间关闭；和

开关控制电路，其控制上述第1至第3开关元件的开闭。

5.根据权利要求2所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述基准电压控制电路具有：

反比例可变电流源，其提供对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流并产生与上述第1电阻或上述第2电阻任意一方的电阻值成反比例的电流；

充放电用电容器；

采样保持用电容器；

第1开关元件，其连接在上述反比例可变电流源的输出和产生充放电电压的上述充放电用电容器的一端之间；

第2开关元件，其连接在上述充放电用电容器的一端和产生采样保持电压的上述采样保持用电容器的一端之间；

第3开关元件，其与上述充放电用电容器并联连接；

开关控制电路，其控制上述第1至第3开关元件的开闭；和

缓冲器，其用于将在上述采样保持用电容器一端产生的采样保持电压作为上述基准电压输出；

上述开关控制电路为了利用来自上述反比例可变电流源的电流来进行上述充放电用电容器的充电，仅在第1期间关闭第1开关元件；

在上述第1开关元件打开的期间内，上述采样保持用电容器为了采样保持上述充放电用电容器的充电电压，仅在第2期间关闭上述第2开关元件；

在上述第1开关元件打开的期间内，上述第2开关元件仅在第2期间关闭后，为了进行上述充放电用电容器的充电电压的放电，仅在第3期间关闭上述第3开关元件。

6.根据权利要求3至5中任何一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，上述反比例可变电流源具有：

第3电阻，其提供对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流并具有与上述第1电阻或上述第2电阻任意一方相同的温度特性；

误差放大器，其根据在上述第3电阻上产生的电压及恒压的差值电压而动作；和

晶体管，其利用上述误差放大器的输出，调整提供给上述第3电阻的电流量；

设流过上述第3电阻的电流为与上述反比例的电流。

7.根据权利要求2至6中任何一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，上述电流量调整电路具有：

与上述第1电阻串联连接的电流源；

与上述第1电阻串联连接的第1电压用晶体管；

与上述第2电阻串联连接的第1电流供给用晶体管；

与上述第2电阻串联连接的第2电压用晶体管；和

电流量调整用误差放大器，其根据以上述第1电压用晶体管的控制电压、即上述第1电压确定的上述第1电阻的一端电压，和以上述第2电压用晶体管的控制电压、即上述第2电压确定的上述第2电阻一端的电压，产生用于调整第1电流供给用晶体管的电流量的控制电压；

上述可变电流源具有：根据来自上述电流量调整用误差放大器的控制电压，调整用于对上述电容器进行充电的电流量的第2电流供给用晶体管。

8.根据权利要求7所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述电流源为与上述反比例可变电流源相同的构成。

9.根据权利要求7所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述反比例可变电流源与上述电流源共用。

10.根据权利要求7至9中任何一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述第1电阻和上述第2电阻是具有相同温度特性、且具有相同电阻值的电阻。

11.根据权利要求7至10中任何一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

上述第1电压用晶体管及上述第2电压用晶体管的控制电压，是在流过二次电池的电流的检测电阻的两端产生的电压。

12.根努权利要求1至11中任何一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，

该电压—频率转换装置是集成电路。

13.一种电压—频率转换装置的基准电压变更方法，该电压—频率转换装置具有：用于进行电容器充电的可变电流源；电流量调整电路，其具有用于施加第1电压的第1电阻和用于施加第2电压的第2电阻，并将上述可变电流源的电流量调整到对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的电流量；比较电路，其对在上述电容器的一端产生的充电电压和基准电压的大小进行比较；和放电电路，其根据上述充电电压超过上述基准电压时的上述比较电路的比较结果，进行上述电容器的充电电压的放电；并由上述比较电路产生对应于上述第1电压及上述第2电压的差值电压的频率信号，其特征在于，

当上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值依存于温度特性而变化时，为了使来自上述比较电路的频率信号的频率恒定，将上述基准电压变更为对应于上述第1电阻或上述第2电阻的电阻值的变化的值。

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