CN1813414A - 抑制接收器中共信道干扰的方法和设备 - Google Patents

Abstract

一种无线电接入网的移动台或基站的接收器(10)的滤波器(12)的操作方法及对应装置，该方法用于抑制共信道干扰，并且基于分离所接收信号的同相(I)和正交相(Q)分量，然后逐个码元执行白化，即，白化操作是在一个码元内执行。本发明提出一种滤波器(12)，包括用于(根据本发明或其他技术)执行IQ白化的模块(12b)，还提出一种切换模块(12a)，可以根据所接收信号的特征启用或禁用IQ白化，并且具体来说，基于噪声加干扰相关矩阵(R_ii)。

Description

抑制接收器中共信道干扰的方法和设备

技术领域

本发明涉及数字通信的接收器领域。更具体地来说，本发明涉及消除此类接收器(包括例如蜂窝电话中的数字接收器)中的干扰。

背景技术

众所周知的是，蜂窝和其他无线电话网络中的主要局限之一就是所说的共信道干扰。就时分多址(TMDA)网络而言，如GSM(全球移动通信系统)/GPRS(通用分组无线电业务)/EDGE(GSM演进的增强型数据率)，共信道干扰主要是由所说的频率复用导致，即不同小区中采用所分配频谱中的相同频率，由此根据复用因子，蜂窝电话接收到的信号不仅包含当前小区的期望前向信道，而且还包含其他小区中始发的信道。

抑制共信道干扰的现有技术包括：发明人Ottersten、Kristensson和Astely的“接收器”(国际公布号WO 01/93439，优先权日为2000年5月31日)；以及发明人Huseyin Arslan和Ali S.Khayrallah的“用空间时间白化消除接收系统中的共信道干扰的方法和设备”(美国专利申请公布号US 2003/0063596，优先权日为2001年9月19日)。WO 01/93439中公开的接收器基于众所周知的事实，即如果(共信道)干扰视为有色噪声而噪声被白化，则可以实现信号增益。WO 01/93439的新颖性确定为一种滤波器，它通过利用因所接收信号的实数分量和虚数分量的分离即同相和正交相分量的分离而产生的附加自由度来实现高效的白化。US 2003/0063596的原理与WO 01/93439就抑制共信道干扰方面而言是相似的。

在WO 01/93439中，干扰被模型化为K阶的IIR(无限冲激响应)过程，以及(由此)通过K(或K+1)个滤波器抽头的(多维)FIR(有限冲激响应)滤波器来执行白化操作。在白化操作之后，有用信号的冲激响应当然被修改；具体地来说，因为与白化滤波器的卷积，WO 01/93439的白化操作遭受本文所称的“增加的信道长度问题”，即有用信号的冲激响应变得更长，从而需要更复杂的均衡器或至少修改的均衡器，其中包括将增加的信道长度纳入考虑的某种机制(否则接收器会引起性能衰失)。增加的信道长度问题要求，如果要由接收器实施根据WO 01/93439的白化操作，应该修改接收器的均衡器。

此外用WO 01/93439的白化操作可获得的可达性能增益取决于指示FIR滤波器的抽头数量的模型参数K。一般来说，K值越高，增益越高，但是如果K超过某个阈值(这与被抑制的特定干扰有关，因此原则上不是先验已知的)，则找到FIR滤波器系数的问题就变得糟糕，即无法找到FIR滤波器。

因此，需要一种更健壮且不太复杂的基于噪声白化来抑制共信道干扰的方法，一种更易于集成到现有的接收器如GSM(全球移动通信系统)/EDGE(GSM演进的增强型数据率)接收器中的方法。

发明内容

因此，在本发明第一方面中，提出一种方法，供无线通信系统的接收器用于在通信信道上接收各具有同相和正交分量的多个码元的无线电传输，方法包括接收并对无线电传输取样，以便提供一系列的样本，以及对这一系列样本进行滤波的步骤，方法的特征在于：对这一系列样本进行滤波的步骤包括通过对这一系列样本中的每个样本求噪声加干扰相关矩阵来逐个样本地白化这些样本的步骤，矩阵包括有关样本的同相和正交相分量的相关的信息。

根据本发明的第一方面，滤波步骤的特征可以还在于：接通或切断白化样本步骤的步骤，其中切换基于如下判断：通信信道是否灵敏度有限以致存在的噪声基本可以表征为白色。

还根据本发明的第一方面，判断通信信道是否灵敏度有限可以基于度量和对应的预定阈值的计算值。再者，度量可以基于噪声加干扰相关矩阵的不同分量的相对值。还再者，切换可以基于比较如下定义的度量的值

$M_{\mathrm{ti}}=\frac{R_{1\mathrm{ii}}}{R_{0\mathrm{ii}}}$

其中

和 仍还再者，切换可以基于检查与噪声加干扰相关矩阵有关的噪声加干扰信号的二阶或高阶统计。

还根据本发明的第一方面，方法的特征可以还在于，噪声加干扰相关矩阵用如下公式确定：

${\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}=E\left[i_k{i}_k^{*}\right],$

其中i_k是噪声加干扰信号。再者，方法的特征可以还在于，表示一个码元的每个矢量y_k用如下公式白化：

${\tilde{y}}_k={\mathrm{Wy}}_k$

其中W定义为在噪声加干扰相关矩阵 上的平方根操作的倒数，由此：

$W={\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}.$

还根据本发明的第一方面，每个码元可以由一个或多个样本指示，包括来自可能不同的天线的样本。

本发明的第二方面提出一种作为无线通信系统的一部分或与之配合使用的接收器，其特征在于，它包括用于执行根据本发明第一方面的方法的步骤的装置。再者，接收器可以是移动台的一部分。还再者，接收器可以是无线通信系统的无线电接入网基站的一部分。

本发明的第三方面提出一种系统，它包括作为无线通信系统一部分或与之配合使用的各包括接收器的移动台和基站，其特征在于接收器的至少其中之一包括用于执行根据本发明第一方面的方法的步骤的装置。

本发明解决的问题之一就是不会引起增加的信道长度问题，即IQ白化滤波器前后的信道抽头数量相同。

附图简介

参考附图通过下文更为详细的说明将阐述本发明的上述和其它目的、特征和优点，其中：

图1是包括可以使用本发明的一类滤波器的接收器的组件的框图/流程图。

图2以框图/流程图更详细地示出图1的滤波器，具体地来说示出执行IQ白化的模块。

图3是图2的IQ白化滤波器模块的框图/流程图。

发明的最佳实施方式

本发明提出一种利用新颖的所说的IQ白化操作在无线通信系统的接收器中抑制共信道干扰的方法，以及对干扰建模的新颖方法。具体而言，白化操作是在一个码元中执行。用上述WO 01/93439中提出的程序是无法在一个码元内执行白化的，因为这样做意味着将模型参数K(指示FIR滤波器的抽头数)等于零，由此FIR滤波器变成恒等矩阵，这提供不了任何白化。

此外，本发明人发现当干扰(或噪声)已经基本是白色的，即白化操作之前已经是白色时，白化干扰信号(以抑制干扰)会导致性能损失。为了避免导致此类性能损失，本发明包括根据干扰信号有多白来接通或切断白化。

在下文中，假定实施本发明的接收器按每个码元两个样本工作。这是优选的实施方式，但是本发明还可应用于每个码元有任何数量的输入样本的情况。如果无法直接从接收器前端的A/D(模拟至数字)转换器获得附加的样本，还可以通过插值方式增加每个码元的样本数量。再者，下文采用单个天线接收器，这是本发明非常有用的情况；但是，本发明可以容易地扩充到多于一个的接收器天线，并且可以等效地将从不同天线接收到的样本作为部分样本处理。例如，对于从一个天线获得每个码元的两个样本的情况或从两个天线获得每个码元的一个样本的情况，算法是相同的。再者，仍然，虽然本发明是就二进制PAM(脉冲幅度调制)来描述的，这样码元x被限制在区间(-1，1)，即x_k，i∈(-1，1)，如下文讨论所显而易见的，但是不意味着本发明局限于此，并且本发明在采用任何类型的二进制调制或多级PAM(脉冲幅度调制)的系统中有潜在的应用，包括例如BPSK(二进制相移键控)、MSK(最小移位键控)。当然本发明还适用于偏置QAM调制(如二进制偏置QAM和四进制偏置QAM)，因为它们通过每个码元应用适合的旋转而可以视为二进制或四进制PAM信号。具体而言，本发明适用于例如GSM和蓝牙中使用的GMSK(高斯最小移位键控)调制，因为众所周知GMSK可以接近近似于二进制调制。

现在参考图1，示出可以实施本发明的一类接收器，包括：前端11，它具有一个或多个天线和调谐装置，调谐装置用于在选定通信信道上接收信号并对该信号取样以提供取样的接收信号y(nT)，其中T表示相继码元(传输)之间的时间(即码元速率的倒数)，以及 $n=k+\frac{q}{l},$ 其中k是所有所传输码元的索引，q是从0到l的过取样索引，以及l是过取样因子，即每个码元的样本数(或接收器天线的数量或过取样因子×接收器天线的数量)；根据本发明的滤波器12，用于对取样的所接收信号进行滤波，以移除共信道干扰和噪声，从而得到滤波后的取样信号 (即一系列滤波后的信号样本)；以及检波器13，用于确定与滤波后的信号样本 对应的码元x(即每个码元x对应于所接收信号的一个或多个样本)。

图1示出的前端11表示接收器操作所需的多种不同功能，可与本发明提出的功能分离的那些功能，例如用于信道估算的装置、用于频率偏移估算的装置、用于DC偏移补偿的装置、用于信号消旋的装置(需要的情况中，例如用于GMSK调制的装置)。基本上，如图1所示，前端11提供所接收信号的基带样本y(nT)和估算的离散信道冲激响应h(sT)作为输出，其中s＝m+q/l以及m的范围是从0到v，0≤m≤v且v等于比信道冲激响应长度小1。

现在参考图2，根据本发明的滤波器12包括用于执行IQ白化的模块12c，但是因为如上所述执行IQ白化并非总是有利的，所以在滤波器12的优选实施例中，包括切换模块12a，切换模块12a根据预定阈值与计算的度量的比较以在两个滤波模块12b-c之一之间切换，下文将对此予以更详细的解释。切换模块12a在执行IQ白化(根据本发明或根据现有技术)的滤波器模块12b或不执行白化的滤波器模块12c之间切换。

首先，针对IQ滤波模块12c描述本发明，然后再针对切换模块12a描述本发明。

在下文中，我们假定按过取样因子l＝2过取样，以信道数据输入x_k和取样的信道冲激响应h_m将框11输出上的接收信号样本y_k写为

$y_k=\underset{m=0}{\overset{v}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{\left(0\right)}{x}_{k-m}^{\left(0\right)}+\underset{j=1}{\overset{J}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=0}{\overset{v}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{\left(j\right)}{x}_{k-m}^{\left(j\right)}+n_k,---\left(1\right)$

其中0≤m≤v且v等于比信道冲激响应长度小1。上标j表示选定通信信道上的每个信号的变址(indexing)，其中j＝0表示期望的信号，以及其他j值表示共信道干扰，以及

$y_k=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(y\left(\mathrm{kT}\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(y\left(\mathrm{kT}\right)\right)\\ \mathrm{Re}\left(y\left((k+\frac{(l-1)}{l})T\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(y\left((k+\frac{(l-1)}{l})T\right)\right)\end{array}\right],$

$h_m^{\left(j\right)}=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(h^{\left(j\right)}\left(\mathrm{mT}\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(h^{\left(j\right)}\left(\mathrm{mT}\right)\right)\\ \mathrm{Re}\left(h^{\left(j\right)}\left((m+\frac{(l-1)}{l})T\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(h^{\left(j\right)}\left((m+\frac{(l-1)}{l})T\right)\right)\end{array}\right].$

以及

$n_k=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left(n\left(\mathrm{kT}\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(n\left(\mathrm{kT}\right)\right)\\ \mathrm{Re}\left(n\left((k+\frac{(l-1)}{l})T\right)\right)\\ \mathrm{Im}\left(n\left((k+\frac{(l-1)}{l})T\right)\right)\end{array}\right].$

并用T表示相继码元(传输)之间的时间。我们可以将N_f个所接收样本块定义为：

$\left[\begin{array}{c}{y}_{k+N_f-1}\\ y_{k+N_f-2}\\ \·\\ \·\\ y_k\end{array}\right]=\underset{j=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{ccccccc}{h}_0^{\left(j\right)}& h_1^{\left(j\right)}& \·\·& h_v^{\left(j\right)}& 0& \·\·& 0\\ 0& h_0^{\left(j\right)}& h_1^{\left(j\right)}& \·\·& h_v^{\left(j\right)}& 0& \·\·\\ \·& & & & & & \·\\ \·& & & & & & \·\\ 0& \·\·& 0& h_0^{\left(j\right)}& h_1^{\left(j\right)}& \·\·& h_v^{\left(j\right)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{x}_{k+N_f-1}^{\left(j\right)}\\ x_{k+N_f-2}^{\left(j\right)}\\ \·\\ \·\\ x_{k-v}^{\left(j\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{n}_{k+N_f-1}\\ n_{k+N_f-2}\\ \·\\ \·\\ n_k\end{array}\right]$

或更紧凑些，为：

$y_{k+N_f-1:k}=H_0{x}_{k+N_f-1:k-v}^{\left(0\right)}+\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j{x}_{k+N_f-1:k-v}^{\left(j\right)}+n_{k+N_f-1:k},---\left(2\right)$

它包括期望的信号H₀x_k+Nf-l：k-v ⁽⁰⁾和噪声加(共信道)干扰信号 $\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{H}_j{x}_{k+N_f-1:k-v}^{\left(j\right)}+n_{k+N_f-1:k}.$ 为方便，我们将对应于索引(样本计数)k的瞬时的噪声加干扰信号i_k定义为4×1的矢量：

$i_k=\left[\begin{array}{c}\mathrm{Re}\left\{i\right[\mathrm{kT}\left]\right\}\\ \mathrm{Im}\left\{i\right[\mathrm{kT}\left]\right\}\\ \mathrm{Re}\left\{i\right[(k+\frac{(l-1)}{l})T\left]\right\}\\ \mathrm{Im}\left\{i\right[(k+\frac{(l-1)}{l})T\left]\right\}\end{array}\right]=\underset{j=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{cccc}{h}_0^{\left(j\right)}& h_1^{\left(j\right)}& \·\·& h_v^{\left(j\right)}\end{array}\right]\·\left[\begin{array}{c}{x}_k^{\left(j\right)}\\ x_{k-1}^{\left(j\right)}\\ \·\\ \·\\ x_{k-v}^{\left(j\right)}\end{array}\right]+n_k.---\left(3\right)$

接下来，我们定义滤波器操作L^-1，以提供白化的接收信号样本

如下：

${\tilde{y}}_{k+N_f-1:k}=L^{-1}{y}_{k+N_f-1:k},---\left(4\right)$

其中根据本发明，

$L^{-1}=\left[\begin{array}{cccc}{\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}& 0& \·\·& 0\\ 0& {\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}& 0& \·\\ \·& \·& \·& \·\\ \·& \·& \·& \\ 0& \·\·& 0& {\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}\end{array}\right]---\left(5\right)$

其中 是4×4的噪声加干扰相关矩阵，表示为：

${\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}=E\left[i_k{i}_k^{*}\right],---\left(6\right)$

其中E[...]是取总体均值的数学操作。因为干扰源自循环平稳随机过程，所以可以由时间平均置换期望操作，即

${\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\left[i_k{i}_k^{*}\right].---\left(6.1\right)$

由此，表示一个码元的每个4×1矢量 可以白化为

${\tilde{y}}_k={\mathrm{Wy}}_k---\left(7\right)$

其中W定义为在正定Hermitian矩阵 上的平方根操作的倒数，即

$W={\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}.---\left(7.1\right)$

在该优选实施例中，Hermitian矩阵

是噪声加干扰相关矩阵，并且在本优选实施例中以

的Choleski分解的倒数的形式得到白化矩阵 $W={\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}.$ 或者可以通过 的任何分解得到白化矩阵W，即通过如下所示的任何分解

${\left({\mathrm{WW}}^{\′}\right)}^{-1}={\tilde{R}}_{\mathrm{ii}},---\left(7.2\right)$

或通过如下所示

的任何分解得到

$\mathrm{U\λ}{V}^{\′}={\tilde{R}}_{\mathrm{ii}},$

例如通过奇异值分解(SVD)。在此情况中，可以按W＝Vλ^-1/2得到白化矩阵W。

根据本发明，白化的冲激响应 还通过滤波器12来提供，此次作用于脉冲响应H₀：

${\tilde{H}}_0=L^{-1}{H}_0=\left[\begin{array}{ccccccc}{\tilde{h}}_0^{\left(0\right)}& {\tilde{h}}_1^{\left(0\right)}& \·\·& {\tilde{h}}_v^{\left(0\right)}& 0& \·\·& 0\\ 0& {\tilde{h}}_0^{\left(0\right)}& {\tilde{h}}_1^{\left(0\right)}& \·\·& {\tilde{h}}_v^{\left(0\right)}& 0& \·\·\\ \·& & & & & & \·\\ \·& & & & & & \·\\ 0& \·\·& 0& {\tilde{h}}_0^{\left(0\right)}& {\tilde{h}}_1^{\left(0\right)}& \·\·& {\tilde{h}}_v^{\left(0\right)}\end{array}\right],---\left(8\right)$

因此，每个4×1矢量 可以计算为：

${\tilde{h}}_m^{\left(0\right)}={\mathrm{Wh}}_m^{\left(0\right)}---\left(9\right)$

其中0≤m≤v。所以，显然本发明公开的干扰抑制方法不会导致增加的信道长度的问题，即从等式(9)可以看到 与h_m维数相同。

现在参考图3，根据本发明的滤波器模块12c(图2)优选地包括：第一模块31，用于构建一系列样本y_k，其中k＝1，...，N_f，每个k对应于一个码元；下一个模块32，用于确定噪声加干扰相关矩阵 以及第三个模块33，用于计算滤波的白化的样本 ${\tilde{y}}_k={\mathrm{Wy}}_k,$ 其中k＝1，...，N_f。

同样参考图3，在一些实施例中，滤波器12可以在用于计算 ${\tilde{y}}_k={\mathrm{Wy}}_k$ 的模块33之后包括附加的模块。此类模块在小间隔的均衡器的情况下不对信号进行抽样(decimate)，但是在码元间隔的均衡器的情况下，该模块对信号进行抽样，且通过用相当于DFE均衡器的前馈滤波器的滤波器或多相匹配滤波器对信号滤波来执行此操作。

在优选实施例中，检波器13是格构检波器，并且格构检波器的输入是以码元间隔的。该码元间隔的输入可以通过相当于决策反馈均衡器(DFE)的前馈滤波器的预滤波器(设计用于白噪声)后处理白化滤波器W的输出来获得。通过逼近如等式(6)的噪声加干扰相关矩阵 仅移除一个码元内的相关。因此，可以预料有一些余留相关，例如可以在前馈滤波器的后续优化中纳入考虑。在此类后处理之后，可以在格构Viterbi均衡器中使用Forney度量。参见例如“MLSE接收器的统一和向时间变化信道的扩充”(″Unification ofMLSE Receivers and Extensions to Time Varying Channels″；by G.Bottomley、S.Chennakesku；in IEEE Trans.Inform.Theory；vol.46，pp 464-472，1998年4月)。

或者，均衡器可以采用Ungerboeck度量，Bottomley等人的上述文献中也有所描述。在此情况中，无需采用预滤波器，但是白化滤波器W的输出可以通过采用与白化期望的冲激响应匹配的多相匹配滤波器抽样到每个码元一个样本。

或者均衡器可以以每个码元多于一个样本来操作，并且在此情况中还有另一个实施方式。如果检波器可以以每个码元多于一个样本操作，而不用预白化操作，则通过在均衡器内修改该度量以将噪声相关纳入考虑可以获得相同的结果。更具体地来说，由如下等式得出的修改的分支度量：

${\tilde{M}}_k={(y_k-\underset{m=0}{\overset{v}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{\left(0\right)}{x}_{k-m}^{\left(0\right)})}^T{\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1}(y_k-\underset{m=0}{\overset{v}{\mathrm{\Σ}}}{h}_m^{\left(0\right)}{x}_{k-m}^{\left(0\right)})---\left(10\right)$

可以用来替代Euclidean度量，

$M_k={({\tilde{y}}_k-\underset{m=0}{\overset{v}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{h}}_m^{\left(0\right)}{x}_{k-m}^{\left(0\right)})}^T({\tilde{y}}_k-\underset{m=0}{\overset{v}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{h}}_m^{\left(0\right)}{x}_{k-m}^{\left(0\right)}),---\left(11\right)$

这用于预白化操作之后。

本发明还提出一种用于启用和禁用IQ白化(如上所述执行或用其他技术)的机制。此类切换机制是有用的，因为结果证明，抑制共信道干扰的IQ白化对于二进制调制的共信道干扰有限的信道明显有效，但是在灵敏度(白噪声)有限的信道中导致一些性能损失。因此本发明提出一种切换算法，可以用于接收器中动态地在IQ白化与不白化之间切换。在一些实施例中，该切换基于检查噪声加干扰相关矩阵

的不同分量的相对值，下文将对此解释。在一些实施例中，该切换基于检查不同乘积i_k ^*i_k和i_k ^*i_k+1的期望E[...]，下文也将对此解释。本发明提出的切换机制的原理是，判断存在的噪声是白噪声(在此情况下关闭白化)还是非白噪声(在此情况下打开白化)，即判断它在时间上是否相关。

在基于检查噪声加干扰相关矩阵 的不同分量的相对值的实施例中，我们按如下方式检测噪声是否是白色的。如上所述，IQ白化滤波器(具有截短自相关)需要根据噪声样本计算4×4(2-IQ分割，2-过取样)相关矩阵

所以在优选实施例中，按

元素的函数推导打开和关闭白化的度量。

在二进制调制的共信道干扰信号的情况中，结果证明，可以将时间相关(部分样本之间的，即一个码元内的样本之间的)表示为IQ相关矩阵

的元素组合，如下所述：

因此，对于二进制调制的干扰信号，可以根据IQ相关矩阵的元素获得时间相关，并且样本的实数和虚数分量之间的相关不变成零。

本发明提出的切换(即基于检查噪声加干扰相关矩阵

的不同分量的相对值的实施例)可以按如下方式规定。定义

$M_{\mathrm{tc}}=2\frac{{|({\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}\left(\mathrm{1,3}\right)+{\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}\left(\mathrm{2,4}\right))+\sqrt{-1}*({\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}\left(\mathrm{2,3}\right)-{\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}\left(\mathrm{1,4}\right))|}^2}{\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{({\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}(2k,2k)+{\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}(2k-\mathrm{1,2}k-1))}^2}---\left(13\right)$

为指示信道是否在时间上相关(即是灵敏度有限以致噪声是白噪声)的度量。可以看出，该度量取决于噪声加干扰相关矩阵 的不同分量的相对值。然后，如果对于某个预定阈值τ_tc，M_tc＞τ_tc，则将信道归类为时间相关，由此执行白化；否则禁用白化。

如上所述，在一些其他实施例中，切换基于检查不同乘积i_k ^*i_k和i_k ^*i_k+1的期望E[...]。在这种实施例中，求(数)值得到，

以及还得到(数)值

然后，用如下定义的量M_ti作为判断是否要白化的度量

$M_{\mathrm{ti}}=\frac{R_{1\mathrm{ii}}}{R_{0\mathrm{ii}}},---\left(16\right)$

当M_ti大于某个阈值τ_ti(可以根据具体应用设置值)时切换到白化。

上述切换的两个实施例都是基于对干扰信号的二阶统计的观测。其他实施例可以基于更复杂的测量。

因此，再参考图2，在非实质时间相关(即例如在M_c＜τ_tc)的情况中，切换模块12a切换到模块12c，以进行无白化的滤波，否则切换到模块12b以进行白化。

要理解上述安排仅是对本发明原理应用的说明。在不背离本发明范围的前提下，本领域技术人员可以设想多种修改和备选安排，而且所附权利要求涵盖此类修改和安排。

Claims (13)

1.一种方法，供无线通信系统的接收器用于在通信信道上接收各具有同相和正交相分量的多个码元的无线电传输，所述方法包括步骤(11)：接收并对所述无线电传输取样，以便提供一系列样本，以及还有步骤(12)：对所述一系列样本进行滤波，所述方法的特征在于：

对所述一系列样本进行滤波的步骤(12)包括通过对所述一系列样本中的每个样本求噪声加干扰相关矩阵 来逐个样本地白化所述样本的步骤(12b)，所述矩阵包括有关所述样本的同相和正交相分量的相关的信息。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，滤波的步骤(12)的特征还在于：

接通或切断白化所述样本的步骤(12b)的步骤(12a)，其中所述切换基于如下判断：所述通信信道是否灵敏度有限以致存在的噪声基本可以表征为白色。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，判断所述通信信道是否灵敏度有限基于度量(M_tc、M_ti)和对应的预定阈值(τ_tc、τ_ti)的计算值。

4.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述度量(M_tc)基于所述噪声加干扰相关矩阵 的不同分量的相对值。

5.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述切换基于比较如下定义的度量(M_ti)的值

$M_{\mathrm{ti}}=\frac{R_{1\mathrm{ii}}}{R_{0\mathrm{ii}}}$

其中 和

6.如权利要求3所述的方法，其特征在于，所述切换基于检查与所述噪声加干扰相关矩阵 有关的噪声加干扰信号(i_k)的二阶或高阶统计。

7.如权利要求1所述的方法，其特征还在于，所述噪声加干扰相关矩阵 用如下等式确定：

${\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}=E\left[i_k{i}_k^{*}\right],$

其中i_k是噪声加干扰信号。

8.如权利要求7所述的方法，其特征还在于，表示一个码元的每个矢量y_k用如下等式白化：

${\tilde{y}}_k=W{y}_k$

其中W定义为在所述噪声加干扰相关矩阵

上的平方根操作的倒数，由此：

$W={\tilde{R}}_{\mathrm{ii}}^{-1/2}.$

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，每个码元由一个或多个样本指示，包括来自可能不同的天线的样本。

10.一种作为无线通信系统的一部分或与之配合使用的接收器，其特征在于，它包括用于执行如权利要求1所述的步骤(12a、12b)的装置(12)。

11.如权利要求10所述的接收器，其特征在于，所述接收器是移动台的一部分。

12.如权利要求10所述的接收器，其特征在于，所述接收器是所述无线通信系统的无线电接入网基站的一部分。

13.一种系统，它包括作为无线通信系统一部分或与之配合使用的各包括接收器的移动台和基站，其特征在于，所述接收器的至少其中之一包括用于执行如权利要求1所述的步骤(12a、12b)的装置(12)。

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