CN1808873A - 脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法，是通过以下步骤实现的：将通过相电流检测电路检测输出三相电流Ia、Ib、Ic或其中的二相电流和由正弦参考相电流生成的Iar、Ibr、Icr一起作为比例调节器的输入量；经过比例调节器调节得到相应的三相输出电压参考量Va，Vb，Vc给PWM控制电路驱动功率开关器件；其中：比例调节器中的Kp，Ki是可变的参数，针对不同的负载；本发明的有益效果是：通过对输出电流的闭环直接控制，从而显著减小输出电流波形的畸变，输出电流逼近正弦波；电机运行噪音小，运行平稳，具有较高的可靠性及稳定性。

Description

脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法

技术领域

本发明涉及一种脉宽调制型变频电源，尤其涉及一种该脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法。

背景技术

在各种脉宽调制型的变频电源中，为防止开关器件功率模块一个桥臂的上下两管由于直通而损坏，都设有死区时间。在死区时间内，由于上下管都没有触发信号，输出电压完全取决于输出电流的极性，因此输出电压是不可控的。其造成的直接后果就是输出电压与指令电压之间产生误差，输出电流产生畸变。如果负载为电机，则转矩产生脉动，低速时，输出转矩的能力降低，甚至出现带不动负载的情况。

现有的变频器中，一般都对这种死区时间进行了补偿。有一种补偿方法是采用软件的方法，通过对电流进行检测，判断其极性来获得死区补偿的方向：用霍尔传感器进行电流采样得到电流的方向si，以此作为判断死区补偿方向的依据。在这种方法中，最大的缺点就是在电流这个模拟信号的采样过程中，不可避免的混有噪声信号，而这种噪声信号很难靠一般的方法滤除，因此可能造成电流极性检测的错误，从而引起误补偿的发生；

另一种对死区进行补偿的方法是通过采样输出相电压的脉冲宽度，并与指令脉冲电压宽度进行比较，以此差值作为死区补偿的方向的依据。这种方法的最大的缺点是，输出相电压的脉冲宽度的获得比较困难，需要依赖较复杂的的硬件电路，并且要占用CPU大量的资源，且补偿过程中有两个开关周期的延迟。

在已公开的中国专利申请号是00122378，名为《变频器的死区补偿方法》中，通过电压空间矢量定向的同步旋转坐标系中实际反馈电流矢量的相位角滤波获得功率因数角，将计算得到的功率因数角经过惯性滤波，获得参考矢量位置角，从而获得三相参考电流极性，并以此参与前馈补偿，但该方法只能用于空间矢量电压调制，且在稳态运行时。

在已公开的中国专利申请号是01144167，名为《一种用于脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法》中，依赖于简单的硬件电路检测出相电压在死区时间内的正负，并尽量减少在控制上时间的延迟，得到准确的死区补偿方向，从而获得准确有效的补偿效果。该方法直接，但对电压采样电路的隔离要求高，设计时需对系统的抗干扰性、强弱电隔离等进行仔细设计。

从上述可以看出：现有的死区补偿方法，均按设定的死区时间、PWM逆变器周期依次进行相应的补偿，而PWM调制受最小脉宽限制，按设定的死区时间进行补偿会造成过补偿，也未对补偿效果进行实时评判。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供了一种脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法，旨在解决上述的缺陷。

为了解决上述技术问题，本发明是通过以下步骤实现的：

将通过相电流检测电路检测输出三相电流Ia、Ib、Ic或其中的二相电流和由正弦参考相电流生成的Iar、Ibr、Icr一起作为比例调节器的输入量；

经过比例调节器调节得到相应的三相输出电压参考量Va，Vb，Vc给PWM控制电路驱动功率开关器件；其中：比例调节器中的Kp，Ki是可变的参数，针对不同的负载；

与现有技术相比，本发明的有益效果是：通过对输出电流的闭环直接控制，从而显著减小输出电流波形的畸变，输出电流逼近正弦波；电机运行噪音小，运行平稳，具有较高的可靠性及稳定性。

附图说明

图1是本发明的框图；

图2A、图2B两相电流检测电路；

图3A、图3B是电流判向电路；

图4A、图4B是实施例的流程图；

具体实施方式

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细描述：

由图2A、图2B、图3A、图3B可见：本发明是通过以下步骤实现的：

将通过相电流检测电路检测输出三相电流Ia、Ib、Ic或其中的二相电流和由正弦参考相电流生成的Iar、Ibr、Icr一起作为比例调节器的输入量；

所述的Ia、Ib、Ic是通过两相电流检测电路和电流判向电路得到的：IU、IV为电流传感器的输出，范围±4V对应电流传感器的额定电流；例如电流传感器额定电流为50A，以IU为例：如输出电流为25A，则电流传感器输出IU＝2V；如输出电流为-25A，则电流传感器输出IU＝-2V；所述的电流检测电路为绝对值变换电路，将IU、IV的范围为±4V的信号变成0～2.5V；AIN0、AIN1为信号变换后的输出直接给A/D(模拟/数字)转换器(本发明采用DSP内置转换器)；符号由判向电路输出IUD、IVD决定：高电平为正，低电平为负；IUD、IVD接A/D转换器输入端口进行检测；AIN0、AIN1经A/D转换后结果存在ADCRESULT0和ADCRESULT1寄存器中：

如果IUD为高电平Ia＝ADCRESULT0；

如果IUD为低电平Ia＝-ADCRESULT0；

如果IVD为高电平Ib＝ADCRESULT1；

如果IVD为低电平Ib＝-ADCRESULT1；

Ic＝-(Ia+Ib)；

所述的由正弦参考相电流生成的Iar、Ibr、Icr是根据给定的励磁电流Id，力矩电流Iq及相位角θ生成的：

由逆Park变换

ID＝Id×cosθ-Iq×sinθ

IQ＝Id×sinθ+Iq×cosθ

由逆Clarke变换

Iar＝ID

$\mathrm{Ibr}=\frac{-\mathrm{ID}+\mathrm{IQ}\×\sqrt{3}}{2}$

$\mathrm{Icr}=\frac{-\mathrm{ID}-\mathrm{IQ}\×\sqrt{3}}{2}$

根据处理器计算能力可实时计算正弦参考相电流或预先造表用查表法获得；本发明采用32位DSP实时计算；

经过比例调节器调节得到相应的三相输出电压参考量Va，Vb，Vc给PWM控制电路驱动功率开关器件；其中：比例调节器中的Kp，Ki是可变的参数，针对不同的负载；比例调节器中有两个可调参数Kp、Ki。Kp为比例系数，Ki为电流调节系数；

Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia)

Vb＝Kp×(Ibr×Ki-Ib)

Vc＝Kp×(Icr×Ki-Ic)

所述的Ki作用是保证参考电流与实际输出电流间有一个静差，Kp则用于调节输出电压幅值。

比例调节器输出Va、Vb、Vc中包含了因死区引起的输出电流变化的补偿量，以Ia为例：设Ia’为理想电流值，Dia为死区引起的输出电流变化量则：

Ia＝Ia’-Dia

Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia)

Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia′+Dia)

Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia′)+Kp×Dia

Kp×Dia为死区补偿量。

本发明由正弦参考相电流曲线生成、比例调节器和电流检测电路构成，其中正弦参考相电流曲线生成、比例调节器由软件实现。

相电流检测电路，检测输出三相电流Ia，Ib，Ic。由于电机负载三相电流和为零，可以只检测二相电流，合成第三相，Ic＝-(Ia+Ib)。

检测得到的输出电流Ia，Ib，Ic与生成的正弦参考相电流Iar，Ibr，Icr一起作为比例调节器的输入量，经过调节得到相应的三相输出电压参考量Va，Vb，Vc给PWM控制电路驱动功率开关器件，实现对输出电流的直接控制。比例调节器的Kp，Ki为可变的参数，针对不同的负载，设置合适的Kp，Ki值获得预期的输出电流。以DSP产生三相PWM为例，PWM载波频率8KHz，时钟40M，T1PR为周期寄存器，CMPR1、CMPR2、CMPR3为比较寄存器12位A/D转换器3V参考电压(美国德州仪器(TI)2002年6月SPRU060.pdf TMS320F28x Analog-to-Digital Converter(ADC)Peripheral Reference Guide 1-2、1-4；2002年5月SPRU065.pdfTMS320F28x Event Manager(EV)Peripheral Reference Guide 1-1～1-33)则：

T1PR＝2500

Ki＝1.2

如Iar＝4095对应50A，因本实施例电流检测电路将额定电流变换到2.5V，故有

Ia＝4095×2.5/3＝3412

因T1PR＝2500所以比较寄存器的最大值为2500对应最大输出电压，而0对应最大负电压输出，故

Kp＝1250÷(Ki×Iar-Ia)

Kp＝1250÷(1.2×4095-3412)＝0.832

如果期望输出电流Ia’＝1A＝3412÷50＝68.24，Iar＝4095÷50＝81.9

Va＝0.832×(81.9×1.2-68.24)＝24.993

CMP1＝1250+25＝1275这是理想值而实际电流因死区影响偏离期望值，

假设实际检测电流Ia＝0.95A＝64.828

Va＝0.832×(81.9×1.2-64.828)＝27.832

死区补偿值＝27.832-24.993＝2.839取整后＝3

CMP1＝1250+28＝1278

本实施例说明采用本发明可以根据死区影响的大小进行补偿。

本发明通过对输出电流的闭环直接控制，从而显著减小输出电流波形的畸变，输出电流逼近正弦波，从而使电机运行噪音小，运行平稳。

在矢量控制变频器中，根据给定的励磁电流Id，力矩电流Iq及相位角θ经逆Park变换、逆Clarke变换计算Iar，Ibr，Icr，从而获得正弦参考相电流曲线，检测得到的输出电流Ia，Ib，Ic，经比例调节器输出Va，Vb，Vc产生PWM驱动功率开关器件IPM。采用TI最新的32位DSP实现软件算法和PWM输出，如图4A、图4B所示，其中框内的文字是TIDSP手册中标准格式。

Claims (2)

1.一种脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法，是通过以下步骤实现的：

将通过相电流检测电路检测输出三相电流Ia、Ib、Ic或其中的二相电流和由正弦参考相电流生成的Iar、Ibr、Icr一起作为比例调节器的输入量；

经过比例调节器调节得到相应的三相输出电压参考量Va，Vb，Vc给PWM控制电路驱动功率开关器件；其中：比例调节器中的Kp，Ki是可变的参数，针对不同的负载。

2.根据权利要求1所述的脉宽调制型变频电源中死区补偿的方法，所述的Ia、Ib、Ic是通过两相电流检测电路和电流判向电路得到的：IU、IV为电流传感器的输出，范围±4V对应电流传感器的额定电流；所述的电流检测电路为绝对值变换电路，将IU、IV的范围为±4V的信号变成0～2.5V；AIN0、AIN1为信号变换后的输出直接给A/D转换器；符号由判向电路输出IUD、IVD决定：高电平为正，低电平为负；IUD、IVD接A/D转换器输入端口进行检测；AIN0、AIN1经A/D转换后结果存在ADCRESULT0和ADCRESULT1寄存器中：

如果IUD为高电平Ia＝ADCRESULT0；

如果IUD为低电平Ia＝-ADCRESULT0；

如果IVD为高电平Ib＝ADCRESULT1；

如果IVD为低电平Ib＝-ADCRESULT1；

Ic＝-(Ia+Ib)；

所述的由正弦参考相电流生成的Iar、Ibr、Icr是根据给定的励磁电流Id，力矩电流Iq及相位角θ生成的：

由逆Park变换

ID＝Id×cosθ-Iq×sinθ

IQ＝Id×sinθ+Iq×cosθ

由逆Clarke变换

Iar＝ID

$\mathrm{Ibr}=\frac{-\mathrm{ID}+\mathrm{IQ}\×\sqrt{3}}{2}$

$\mathrm{Icr}=\frac{-\mathrm{ID}-\mathrm{IQ}\×\sqrt{3}}{2}$

所述正弦参考相电流可以实时计算或预先造表用查表法获得；

所述的Va，Vb，Vc是这样得到的：

Va＝Kp×(Iar×Ki-Ia)

Vb＝Kp×(Ibr×Ki-Ib)

Vc＝Kp×(Icr×Ki-Ic)

所述的Kp为比例系数，Ki为电流调节系数；

所述的Ki作用是保证参考电流与实际输出电流间有一个静差，Kp则用于调节输出电压幅值。

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