CN1739258A

CN1739258A - 估计多速率系统中初始信道质量的系统和方法

Info

Publication number: CN1739258A
Application number: CN200480002400.0A
Authority: CN
Inventors: S·K·福尔布斯; P·M·约翰逊
Original assignee: Sony Ericsson Mobile Communications AB
Current assignee: Sony Mobile Communications AB
Priority date: 2003-01-21
Filing date: 2004-01-05
Publication date: 2006-02-22
Anticipated expiration: 2024-01-05
Also published as: EP1586173A1; JP4597119B2; BRPI0407014A; US20040141551A1; DE602004030213D1; US7200171B2; CN100420179C; JP2006517067A; WO2004066548A1; EP1586173B1

Abstract

公开一种方法，用于分配新信道时在接收器上估计初始信道质量，以便在多速率服务中选择最优编解码器模式。一种实施方案最初以第一接收信道质量测量值填充滤波器状态320。另一种实施例以计算的信道质量测量值按比例填充整个滤波器状态520。再一种实施例结合初始编解码器模式使用迟滞参数和阈值参数来计算滤波器状态的初始填充值。

Description

估计多速率系统中初始信道质量的系统和方法

背景技术

本说明书中会用到如下缩略语。为了便于参阅，将其列于如下表1中。

表1

缩略语定义

ACELP 代数码激励线性预测

ACS 活动编解码器组

AFS AMR全速率语音服务

AHS AMR半速率语音服务

AMR AMR多速率语音服务

BER 误码率

BSS 基站子系统

BTS 基站收发器

CDMA 码分多址

CELP 编码激励线性预测

CHD 信道解码器

CHE 信道编码器

C/I 载干比(用于估计链路质量)

CMI 编解码器模式指示

CMC 编解码器模式命令

CMR 编解码器模式请求

编解码器1 ACS中的最低语音比特率模式(CMC/CMR/CMI＝0)

编解码器2 ACS含有2个或更多编解码器时第二低语音比特率解码器(CMC/CMR/CMI＝1)

编解码器3 ACS含有3个或更多编解码器时第三低语音比特率编解码器(CMC/CMR/CMI＝2)

编解码器4 ACS含有4个或更多编解码器时最高语音比特率编解码器(CMC/CMR/CMI＝3)

DL 下行链路

EDGE GSM(或全球)增强数据速率演进

EFR GSM增强全速率语音编解码器

FACCH 快速随路控制信道

FIR 有限脉冲响应

FR GSM全速率语音编解码器

GSM 全球移动通信系统，通用数字蜂窝标准

HR GSM半速率语音编解码器

ICM 初始解编码器模式

IIR 无限脉冲响应

MS 移动台，例如蜂窝电话

PDC 个人数字蜂窝电话

RATSCCH 稳健AMR业务同步控制信道

SACCH 慢速随路控制信道

SPD 语音解码器

SPE 语音编码器

TDMA 时分多址

TCH 业务信道

TRAU 编码转换和速率适配装置

UL 上行链路

WCDMA 宽带CDMA

3GPP 第三代伙伴项目，WCDMA标准

数字通信系统如数字蜂窝电话系统常常用于传送语音。因为这些系统都有带宽限制，所以语音通常利用语音编码器编码成低比特率。目前有各种方法用于此类语音编码。在现代数字蜂窝技术中，这些方法中大多数基于编码激励线性预测(CELP)或其某种变体。此类语音编解码器经标准化，目前用于所有主要数字蜂窝技术标准，包括GSM/EDGE、PDC、TDMA、CDMA和WCDMA。

本发明是在GSM场景中进行描述的。在此标准内，目前有四种标准化的语音服务，其中三种服务获得实施并投入公用。最初的语音编解码器是熟知的全速率(FR)编解码器。然后是半速率(HR)语音编解码器，它只需FR编解码器的一半带宽，从而允许蜂窝运营商在相同频率分配情况下支持两倍之多的用户。然后是增强全速率(EFR)语音编解码器，它需要的净比特率(信道编码之后)与最初的FR编解码器相当，但语音质量有较大的提高。

GSM标准最近引入了AMR语音编解码器。该语音编解码器还将用于即将出现的EDGE和3GPP蜂窝系统。

AMR语音服务与固定速率编解码器的根本不同之处在于：定义了多个语音速率且语音速率可以动态地加以改变。对于每个语音速率，定义了信道编码方案。可以改变语音速率，以使信道编码与链路质量相匹配。AMR操作模式既有半速率的，也有全速率的。

AMR语音服务在容量和语音质量方面优于先前的GSM语音编解码器。容量增加很大程度上是因为除了全速率以外还可以选择半速率。因为作为AMR编解码器基础的ACELP技术优于最初的HR语音编解码器技术，所以AMR半速率编解码器在语音质量方面可能被接受(不同于其HR前身技术)。

AMR编解码器的自适应特征还用于增加容量。因为信道编码可以根据需要动态地提高，所以获得附加的编码增益是可能的，这意味着以更低C/I比得到可接受的操作是可能的。因为GSM系统通常是干扰受限(相对于噪声受限)的，所以更低的平均C/I比意味着有可能在同一系统上增加更多用户。

仅考虑全速率MR服务，用户察觉到的语音质量改善优于固定速率语音编解码器(FR，EFR)。由于MR用户经历不佳的信道条件(例如在小区边缘或在衰落中)，因此语音速率降低且信道编码增加。语音速率降低导致更低但还可接受的语音质量。这种动态改变以受控的方式执行，以使语音解码器中的BER始终保持在可接受的水平。在相似条件下采用固定速率的语音编解码器，语音解码器内的误码率(BER)会迅速达到可接受的水平，从而导致解码器输出的语音质量劣化。

图1中显示了完整AMR系统的高级框图。该AMR系统集成在网络侧的主GSM基站组件TRAU和BTS中以及便携式设备侧的MS或移动终端中。

在网络侧，语音编码器(SPE)和信道编码器(CHE)以及信道解码器(CHD)和语音解码器(SPD)通过串行A-bis接口连接。对于每条链路，通过估计当前信道质量来得到质量信息。基于该信道质量以及考虑到网络控制的可能约束，位于网络侧的编解码器模式控制可选择要应用的编解码器模式。

要采用的信道模式(TCH/AFS或TCH/AHS)受网络控制。上行链路和下行链路始终应用相同的信道模式。

为了实现具有多个编解码器速率和编解码器方案所带来的好处，在给定时间为给定链路(信道条件)选择最优编解码器速率是非常重要的。这是通过闭合环路控制机制来实现的，其中网络实际基于信道质量测量来控制两条链路上的速率。

为了适配编解码器模式，接收侧执行输入链路的链路质量测量。对这些测量结果进行处理以得到质量指标。对于上行链路适配，直接将该质量指标馈送到UL模式控制单元。该单元将质量指标与某些阈值比较，还将网络控制的可能约束纳入考虑而生成指示要在上行链路上使用的编解码器模式的编解码器模式命令。然后将编解码器模式命令在带内传送到移动台侧，其中以对应的编解码器模式对输入的语音信号进行编码。对于下行链路适配，移动台内的DL模式请求生成器将DL质量指标与某些阈值比较，并生成指示用于该下行链路的首选编解码器模式的编解码器模式请求。然后将该编解码器模式请求在带内传送到网络侧，在网络侧将其馈送到DL模式控制单元。该单元一般会授权请求的模式。但是，考虑到网络控制的可能约束，它也可能会忽略该请求。然后将所得到的编解码器模式应用于在下行方向上对输入信号进行编码。对于上行和下行链路，将当前应用的编解码器模式作为编解码器模式指标连同编码的语音数据一起在带内传送。在解码器上，对该编解码器模式指示进行解码，并将其用于对接收语音数据进行解码。

从一组编解码器模式中选择编解码器模式选项(ACS、活动编解码器组)，所述组可以包括1至4个AMR编解码器模式。对于全速率信道，定义总共8个语音编解码器速率，各速率具有唯一的信道编码与之相关联。对于半速率服务，使用更低的语音速率。ACS表示这些编解码器速率的一个子集。与此集合相关的是0至3个切换阈值和迟滞值的列表，此列表分别由DL模式请求生成器和UL模式控制单元用于生成编解码器模式请求和编解码器模式命令。这些配置参数(ACS、阈值、迟滞值)在呼叫建立时定义，可以在切换时或呼叫过程中修改，例如通过在RATSCCH信道上发送的特殊重配置消息来修改。此外，可以分别为上行和下行信道定义配置参数。

编解码器模式的传输通过特殊带内信令来执行。该带内信令由ACS的2位索引号构成。感兴趣的值是AHS情况下编码成4比特的信道和AFS情况下编码成8个比特的信道。这些比特分别分配在456比特的AFS语音帧或228比特的AHS语音帧内，分别余下448个比特和224个比特用于编码的语音帧。

每个编码的帧只包含一个带内数据值，并且带内数据在含义上交替。对于每个其他语音帧，带内数据表示编解码器模式指示(CMI)。CMI指示用于指示当前传送它的链路上所用的编解码器模式，由此指示应该如何将接收语音帧解码，即要解码哪种信道编码。每个CMI必须静态地存储在接收器上，因为它指示如何将所接收的包含它的帧以及下一帧解码。

剩余帧中的带内数据提供有关在相反链路上应该采用的模式的指示。对于下行帧中的数据，该字段称为编解码器模式命令(CMC)，因为此值向MS指示在上行链路上要采用哪种编解码器模式。对于上行帧中的数据，该字段称为编解码器模式请求(CMR)，因为这是MS想要看到的在下行链路上使用的编解码器模式。网络通常利用CMR来操纵下行编解码器速率，但并不要求这样做。

给定上述链路适配，余下要做的是确定如何选择最优的编解码器模式。为此，估计给定链路的信道质量，并将其用于确定ACS内那些编解码器速率的最优编解码器速率。为简洁起见，下文将只考虑至MS接收器的下行链路。要明确的是，这些概念同样适用于上行链路(BTS接收器)。

信道质量必须由MS接收器来监视。GSM接收器已经监视此链路并将RXLEV(接收信号强度)和RXQUAL(接收信号质量)参数通过SACCH回送到BTS。但是，测量信道质量的这些方法通常不足以满足AMR链路适配目的。

AMR的信道质量映射到0和31.5dB之间的载干比(C/I)比，但实际的感兴趣范围通常更窄。多种用于估计此信道质量测量值的方法是可行的。最显而易见的方法是，显式地估计载波和干扰能量。也可以采用其他测量技术，如估计BER并将其映射到C/值或使用维特比量度。信道质量估计的特殊方法在本公开范围之外，因此，任何一种方法均可适用。本文中的唯一假设是，信道质量测量值是基于每个接收突发或帧来估计的，并且它可以映射到一个C/I比。

将该C/I比与某些阈值进行比较，以计算要返回到BTS的CMR值。一般来说，强信号(C/I比)指示下行链路上可以采用较高的语音速率(低信道编码)。弱信号指示需要更多的信道编码(以及低语音速率)。

精确的阈值由网络在AMR配置期间以信号形式传送，即在定义ACS的同时进行。为了防止当信道质量在阈值附近时，编解码器模式在两种速率之间过度振荡，迟滞值也是AMR配置的一部分。在典型的AMR接收器中，将RF数据的输入突发解调并组装成帧。然后将它们传递给信道解码器，继而将所得结果发送到语音解码器。与此同时，基于来自原始突发的输入、解调器、信道解码器和/或信道解码器输入/输出数据来执行信道质量测量。信道质量用于计算模式请求值。

信道质量(C/I估计)通常基于突发(TDMA帧)或语音帧来测量。(在AFS中，一个语音帧由4个突发构成，而在AHS中2个突发构成一个语音帧)。因为快速衰落、天线朝向和其他短暂的信道扰动，在这些测量结果中将会观测到相当大的差异。跳频(通常在GSM系统中)增加了又一个导致信道条件快速变化的因素。

跟踪快速变化的信道条件是不现实的，因为这实际上需要实施在给定随机性条件下不可行的某种预测。因此，希望去除快速变化分量而集中于长期平均(缓变)信道质量。为此，对基于突发或帧测量的信道质量估计值进行滤波处理。

链路适配标准建议采用500毫秒(对于AFS突发为100个抽头(tap)，对于AHS突发为50个抽头)FIR(移动平均)滤波器。为本公开目的，假定将采用这种滤波器。要明确的是，在本发明范围内还可以类似方式采用包括不同数量的FIR抽头和/或极点(IIR滤波器)的替代滤波器。

当在呼叫开始时指定了业务信道或因发生切换而指定了新的业务信道时，移动台往往在预先不知道信道质量的情况下开始使用它。因为滤波器依赖于过去值，所以设计者怎样选择以初始化C/I估计滤波器状态会直接影响初始性能。最简单的方法是以诸如零的固定值来初始化该滤波器的状态。实际的C/I测量值随时间推移而取代预先加载的初始值。在ICM对于当前RF条件不是最优的给定情况下，延迟对最优编解码器模式的请求，直到实际测量结果支配滤波器状态为止。

考虑这种情况：移动台按命令采用其最低比特率的编解码器来开始呼叫(在采用启动模式(startmode)的隐含规则时这种情况非常常见)，而RF信道质量可以支持最高比特率编解码器。移动台继续使用较低速率编解码器，直到足够多的零值被置换，以致于经滤波处理的C/I估计值超过请求ACS中下一最高速率编解码器所需的阈值为止。此过程持续，直到请求最高速率的编解码器为止。在此过程期间，用户会感到音频质量下降，直到请求到最优编解码器为止。

当基站一开始就指令采用最高速率编解码器时会出现另一个问题。由于以零值初始化所述滤波器状态，可能的是移动台会在呼叫开始时基于滤波器的第一次计算结果请求较低比特率的编解码器。仅在实际RF测量值支配C/I估计滤波器中的初始化值之后才请求最优编解码器。为了防止此启动问题，可以禁止请求新编解码器的能力，直到滤波器被填充了实际RF测量值为止。即使无线电链路质量可以支持最高比特率语音编解码器，这种任意的实现方案会导致呼叫开始时(或切换之后立刻)音频质量不必要地下降。虽然先前这些示例集中于以零值初始化的C/I估计滤波器，但本领域技术人员会认识到，采用任何常量值存在类似的问题。

呼叫建立或切换时ICM通常不是由基站任意选择的。基站熟悉影响信道质量的网络方面，如小区布局和小区负载。小区小的网络中负载轻的小区往往即使在切换时仍具有较好的信道质量。而与此相反，负载重或小区大的网络在切换时信道往往质量不佳。再者，网络通常在呼叫建立时具有一些显式的信道质量指示，这些指示由RXQUAL或RXLEV测量值报告，RXQUAL或RXLEV测量值由MS在变更TCH信道时作为移动台辅助的切换程序的一部分测得或作为呼叫建立时切换到TCH之前测得的SDCCH测量值的一部分。涉及切换，网络通常在命令执行切换之前要求MS所报告的相邻小区的RXLEV要比在服务小区的好。因此，网络总是具有对MS的接收信道质量的粗略估计。

基于上述情况，网络在呼叫开始或切换时较适于确定应该用于至MS的下行链路的ICM。因此，应该采用指令的ICM值，直到MS可以合理的置信度估计信道质量，例如在滤波器填充了测量值而非初始值时为止。

先前描述的与滤波器初始化有关的问题是它在指定新信道时忽略了网络的意向。网络在这方面要比MS灵巧，更适于选择AMR速率。如果MS初始化为某设定值(如零)，则会迫使CMR采用非最优编解码器(速率最低者)，直到滤波器填充了实际RF测量值为止。

非最优编解码器的问题在呼叫建立时可能不是太突出。但是，每次切换时切换到非最优编解码器则十分不理想。注意，进行AMR操作的主要情境(和动机)是在弱信号条件下，例如在小区边缘。在小区边缘处(例如较大小区的临界信道质量或较小小区中的良好信道质量)，可能发生多次切换，从而导致在相当长的时间内使用所述非最优编解码器。如果采用高阶FIR滤波器，此问题会进一步加剧。较高阶的滤波器实际上会延长使用非最优编解码器的时间。

所需要的是一种方法，用于确定初始信道质量估计，以便允许在分配新RF信道的任何时候实际会经常使用最优编解码器。

发明的公开

本发明包括一种方法，用于在使用新RF信道时在接收器上估计初始RF信道质量，以便在多速率服务中选择最优编解码器模式。通常因呼叫建立或进行切换而收到新的RF信道。

在本发明的一个实施例中，公开了一种方法，用于在接收新RF信道时在接收器上估计初始RF信道质量，以便在多速率语音服务中选择最优编解码器模式。基于突发或帧获取信道质量估计。然后，对每个输入突发或帧计算载干(C/I)比。接着以计算C/I比以动态方式初始化由N个抽头构成的滤波器。在本实施例中，以动态方式初始化所述滤波器包括以首次计算C/I比初始化所述滤波器的所有N个抽头。最后，对这些C/I比进行滤波以消除随机性。其结果是更好的信道质量估计，可用于多速率语音服务的编解码器模式选择。

在另一个实施例中，以所计算C/I比动态地初始化所述滤波器的步骤包括：以每个计算C/I比按比例填充所述N个抽头，以便每个计算C/I比按比例表示在所述滤波器中。因不平均划分余下的抽头以最近计算的C/I比填充。应用本方法，一直到所计算C/I比的数量等于滤波器抽头总数的1/2为止。然后以正常方式，即在一进一出的基础上输入新计算C/I比。

在另一个实施例中，以所计算C/I比动态地初始化所述滤波器的步骤包括：从与接收器通信的基站获取用于多速率语音服务的编解码器模式的数量、ACS的阈值和迟滞值以及初始编解码器模式。接着，利用从基站得到的适当阈值和迟滞值确定初始编解码器模式的平均值来计算如下值：即用于基于编解码器模式的阈值和迟滞值初始化所述滤波器的所有N个抽头的值。当编解码器模式是最低比特率的编解码器模式时，采用较低的实际限制。同样地，当所述编解码器模式是最高比特率的编解码器模式时，采用较高的实际限制。

在另一个实施例中，以所计算C/I比动态地初始化所述滤波器的步骤包括：从与所述接收器通信的基站获取所述多速率语音服务的编解码器模式的数量、用于每种编解码器模式的阈值和迟滞值以及初始编解码器模式。接着，通过将迟滞值加到所述初始编解码器模式的下限阈值上来计算如下值：即用于基于所述编解码器模式的阈值和迟滞值初始化所述滤波器的所有N个抽头的值。

附图简介

图1显示基本AMR语音系统的高级方框图。

图2是说明有足够的滤波器状态历史信息用于信道质量估计时，典型AMR条件下编解码器模式请求的流程图。

图3说明用于初始化滤波器状态以估计信道质量的一个过程。

图4图示刚刚利用图3的过程初始化之后的滤波器状态。

图5说明用于初始化滤波器状态以估计信道质量的另一个过程。

图6显示已利用图5所示过程得到六个信道质量估计之后的滤波器状态。

图7标识AMR系统中每个编解码器的阈值和迟滞点。

图8说明用于初始化滤波器状态的计算值和相邻迟滞方法。

图9说明用于初始化滤波器状态的计算值加偏移量方法。

发明的最佳实施方式

本发明涉及在AMR系统中确定更可靠和精确的初始信道质量估计。初始信道质量估计指呼叫开始或切换到新小区时的第一估计。在这些场合，没有历史滤波数据可用于提供正常的信道质量估计。目前，没有定义的方法用于确定这些场合的信道质量。

下面介绍几种提供初始信道质量估计的方法。

在介绍这些初始信道质量估计方法之前，最好回顾一下正常的信道质量估计方法。图2是说明有足够滤波器状态历史信息用于信道质量估计时，典型AMR条件下编解码器模式请求的流程图。第一步是利用突发或帧确定RF质量测量值200。然后，对这些测量值应用C/I滤波器210。然后检查目前所用的编解码器模式，以核实它是否是ACS中的最高模式215。如果它是，则跳过检查步骤220。如果否，则将滤波的C/I值与上限阈值220进行比较。如果它超过上转换点，则请求下一更高的编解码器230。如果它未超过上限阈值，则接着检查当前编解码器模式是否是ACS中的最低模式225。如果是，则请求同一编解码器260。如果否，则在当前编解码器不是ACS中的最低者，则对照更低的阈值检查C/I值240。如果C/I测量值低于该更低的阈值，则请求下一更低编解码器250。否这，如果C/I测量值在阈值容许范围内，则请求同一编解码器260。

就上述过程而言，本发明涉及步骤210，即C/I滤波。

图3介绍第一初始信道质量估计方法。它本质上以根据第一接收突发或帧确定的第一计算C/I值初始化全部滤波器状态。此方法的优点在于：在大多数情况下强制使信道质量估计值更快地达到稳定状态值。对于此类情况，本方法避免了当指定新信道时设置非最优的初始编解码器的问题。

分析接收RF信号，以基于第一突发确定信道质量300。计算该第一突发的C/I比310。一旦计算完成，则利用该C/I比如8dB填充滤波器状态中的所有抽头320，并根据图2所述的过程请求编解码器。

图4显示刚刚根据图3的过程初始化之后的滤波器状态。在本示例中，计算出8dB的C/I比，并将其初始化到滤波器状态的所有100个抽头中。然后基于此值选择编解码器模式。由此起，利用实际的值串行更新滤波器状态。

利用第一值初始化滤波器可能并非总是最优的，因为信道质量测量值的差异通常可能十分大。这在衰落环境中和/或在使用跳频时尤其正确，但因为估计技术中的随机性，甚至可能在静态的单频信道中观测到这种情况。因此，可以将接收突发估计成具有比在该突发之前或之后即收到的那些突发高得多或低得多的质量。采用长信道质量估计滤波器的目的是为了平滑此随机性。

如果第一估计信道质量测量值对于信道是非典型的(即非正常值)，则第一计算值方法可能导致非最优结果。非正常值将导致强制采用非最优的编解码器速率。因为它填充整个缓冲器，此编解码器模式将被使用相当长时间。随着滤波器填以新的信道估计值，填充的值会促使朝更优的编解码器切换。

初始化所述滤波器的另一种方法以类似于前一方法的方式开始，即以第一计算值初始化所述滤波器。但是，后续信道质量估计值按比例填充滤波器状态。这称为比例填充法。这样，在可用时，第二信道质量估计填第二半滤波器状态，而在第一半滤波器状态中保持第一信道质量估计值。同样，以第三信道质量C/I估计值填充最后三分之一的滤波器状态，而以第二估计值填充第二三分之一滤波器状态，以及以第一估计值填充第一三分之一滤波器状态。此过程继续，直到滤波器填充了与滤波器可以正常运行的各估计值对应的值为止。

图5说明在按突发进行基本C/I估计时初始化滤波器状态以估计信道质量的比例填充过程。测量当前RF突发以估计信道质量500，并计算C/I比510。如果当前突发是第一突发，则以该信道质量估计值填充整个滤波器状态520。对每个新突发重复该过程。当新突发的新C/I比确定时，以这些新值按比例填充滤波器状态。图6显示利用图5的过程得到六个信道质量估计值之后的滤波器状态。这样，由于本示例中已获得六个信道质量测量值，因此，每个C/I比表示滤波器的六分之一。这在图6中示出，其中上述C/I值被标记为X0至X5。

上述比例填充法认识到，每个新的信道质量测量值可创建一种情形，即信道质量测量值的总个数不可整除滤波器状态中的抽头数。为了适应这种情况，对将抽头总数除以信道质量测量值的当前个数之后余下的抽头填充以最近的信道质量测量值。例如，一个具有7个信道质量测量值的100抽头滤波器会使每个信道质量测量值占据14个抽头，而剩余两个抽头未考虑。这最后两个抽头将填充以最近的信道质量测量值。该比例填充法可以数学方式表示为：

Integer(抽头总数/信道质量测量值的当前个数)，其中剩余的抽头填充以最近的信道质量测量值。

进而应用该比例填充法，直到信道质量测量值的个数等于滤波器抽头总数的1/2为止。当达到此阈值时，将该滤波器视为达到稳定状态，并以一进一出的方式将附加信道质量测量值输入滤波器。

本领域技术人员会认识到，通过调整滤波器本身可以获得等效的结果。开始时不使用任何滤波器。在第二次估计之后，将使用一抽头滤波器，并依此类推。

比例填充法优于第一计算法之处在于，它不但在典型情况下能快速找到最优编解码器，而且还会快速减轻无关信道质量估计的影响。即，使第一估计值的过度加权更快地减小。

另一种确定初始信道质量的方法是，针对每个ARM呼叫和AMR切换，利用基站指定的ICM和适当的阈值/迟滞值参数计算用于初始化C/I估计滤波器状态的值。考虑该ICM时，移动台利用基站的信道质量知识。

图7说明AMR系统中每种编解码器模式的阈值和迟滞值点的使用。每种编解码器模式涵盖与信道质量相关的指定C/I值(单位为dB)范围。C/I值越高表示RF信道质量越好，C/I值越低表示RF信道质量越差。涵盖较低C/I值的编解码器配置为对语音信号执行较大纠错，而涵盖较高C/I值的编解码器只需较少纠错。每种编解码器模式的C/I范围由上限阈值和下限阈值界定，并且还包含相邻编解码器模式之间的小C/I重叠。该重叠范围由迟滞值参数设定。

虽然图7显示有四种编解码器模式，但在给定的AMR系统中可以有较少的编解码器模式。编解码器模式的数量不影响本发明的性质或操作。

有许多种计算方法可用于初始化滤波器状态。一种方法是以基站指定的ICM所对应的上限和下限转换点的平均值初始化所述滤波器状态。

考虑图8所示的实例，其中将样本dB值应用于编解码器模式阈值和迟滞值参数。在本实例中，基站指定完全配置(fully provisioned)的ACS，其中编解码器模式3是ICM。由图8可知，编解码器模式3的阈值是10dB(阈值2)和19dB(阈值3+迟滞值3)。编解码器模式3的计算平均值确定为(10dB+19dB)/2＝14.5dB。这称为计算值初始化方法。因此，以14.5dB的值初始化所述滤波器状态的所有N个抽头。

另一种用于此情况中计算初始化值的方法包括按相邻较低编解码器的迟滞值偏置转换点。同样，考虑图8中ICM为编解码器模式3的阈值和迟滞值参数。从编解码器模式2到编解码器模式3的转换点是10dB，而对应于编解码器模式2和3之间重叠部分的迟滞值是3dB。利用相邻编解码器模式迟滞偏移法，则会以值(10dB+3dB＝13dB)来填充初始滤波器状态。

另一种方法包括上述技术的组合。可以通过将有限数量的实际C/I测量值纳入考虑来提高“计算值”方法的性能。可以采用多个C/I测量值来确定粗略的C/I估计值。知道实际的信道质量允许进一步优化计算值，然后才将其用于初始化所述滤波器状态。

可以通过实际RF信道质量的有限知识改进计算值。如果初始C/I测量值表示RF信道质量足够支持下一更高编解码器，则使“计算值”偏向ICM的上转换点，然后再初始化所述滤波器状态。这使得在移动台请求下一更高编解码器之前需要的实际测量值个数更少。用户感受到的音频质量得以提高，因为与采用其他方法相比请求到更高语音比特率编解码器模式的速度更快。

对于粗略C/I估计值指示RF信道质量显著低于ICM的较低转换点的情况，也实现了一个优点。通过使“计算值”向下偏置，将会比用其他方法更快地请求到较低的语音比特率。额外的信道编码减少了丢失帧，由此改善了用户的整体感受。图9说明向上偏置和向下偏置方法。

本领域技术人员会认识到，还可以采用上述方法以及未明确讨论的派生方法的各种组合。这些方法可以软件(DSP或通用微处理器)、硬件或其组合的形式来实现。

还应该注意，本文所用的术语“接收器”指蜂窝收发设备的接收部分。蜂窝收发设备既包括移动终端(MS)又包括基站(BSS)。移动终端必须与基站进行通信，才能进行或接收呼叫。有许多种协议、标准和语音编解码器可用于移动终端和基站之间的无线通信。

本文公开了本发明的以下特定实施例。本领域的技术人员会轻易认识到，本发明还可应用于其他环境中。实际上，有许多实施例和实施方案是可行的。所附权利要求决不是为了将本发明的范围局限于上述特定实施例。此外，任何“用于的...装置”的叙述用于唤起对某个元素和权利要求的装置加功能的理解，而任何未专门使用“用于的...装置”的叙述的元素不应理解为装置加功能的元素，即使该权利要求以其他方式包括了用语“装置”。

Claims

1.一种为了达到在多速率服务中选择最优编解码器模式的目的，在分配新信道时估计初始信道质量的方法，所述方法包括如下步骤：

获取信道质量测量值(300，500)；

计算所获得的信道质量测量值的载干比(C/I)值(310，510)；

利用所计算C/I值动态地初始化滤波器(320，520)；以及

对所述C/I值(210)进行滤波以消除随机性，从而提供更好的信道质量估计值，以用于所述多速率语音服务中的编解码器模式选择。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于：所述滤波器由N个抽头构成。

3.如权利要求2所述的方法，其特征在于：以所计算C/I值动态地初始化所述滤波器的步骤包括：利用第一计算C/I值初始化所述滤波器的所有N个抽头(320)。

4.如权利要求2所述的方法，其特征在于：以所计算C/I值动态地初始化所述滤波器的步骤包括：以每个计算C/I值按比例填充所述N个抽头(520)。

5.如权利要求4所述的方法，其特征在于：每个计算C/I值占据一定数量的抽头，此数量相当于：

Integer(N/当前计算C/I值个数)，其中，以最近计算的C/I值填充任何剩余的抽头。

6.如权利要求2所述的方法，其特征在于：利用计算C/I值动态地初始化所述滤波器的步骤包括：

从与所述接收器通信的基站获取所述多速率服务的编解码器模式的数量；

从所述基站获取所述编解码器模式的阈值和迟滞值；

从所述基站获取所述初始编解码器模式；以及

基于所述编解码器模式连同所述初始编解码器模式的阈值和迟滞值，计算用于初始化所述滤波器的所有N个抽头的C/I值。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于：根据如下公式计算C/I初始化值：

((TH_n+H_n)+TH_n-1)/2，其中

TH_n是比所述初始编解码器模式高一的所述编解码器模式的下限阈值；

TH_n-1是所述初始编解码器模式的下限阈值；以及

H_n是所述初始编解码器模式与比所述初始编解码器模式高一的所述编解码器模式之间的重叠部分所对应的迟滞值。

8.如权利要求6所述的方法，其特征在于：当从所述基站获得的所述初始编解码器模式是最低编解码器模式时，根据如下公式计算要用于初始化所述滤波器的所有N个抽头的值：

(TH_n+TH_LPL)/2，其中

TH_LPL是所述最低编解码器的最低实际阈值。

9.如权利要求6所述的方法，其特征在于：当从所述基站获得的所述初始编解码器模式是最高编解码器模式时，根据如下公式计算要用于初始化所述滤波器的所有N个抽头的值：

(TH_HPL+(TH_n-1+H_n-1)/2，其中

TH_n-1是所述初始编解码器模式的下限阈值；

H_n-1是所述初始编解码器模式与比所述初始编解码器模式低一的所述编解码器模式之间重叠部分所对应的迟滞值；以及

TH_HPL是所述最高编解码器的最高实际阈值。

10.如权利要求6所述的方法，其特征在于：根据如下公式计算所述C/I初始化值：

TH_n-1+H_n-1，其中

TH_n-1是所述初始编解码器模式的下限阈值；以及

H_n-1是所述初始编解码器模式与比所述初始编解码器模式低一的所述编解码器模式之间重叠部分所对应的迟滞值。

11.如权利要求6所述的方法，其特征在于：当所述初始编解码器模式是最低编解码器模式时，根据如下公式计算所述C/I初始化值：

TH_n-H_n，其中

TH_n是比所述初始编解码器模式高一的所述编解码器模式的下限阈值；以及

H_n是所述初始编解码器模式与比所述初始编解码器模式高一的所述编解码器模式之间重叠部分所对应的迟滞值。

12.如权利要求2所述的方法，其特征在于：所述滤波器是有限脉冲响应(FIR)滤波器。

13.如权利要求12的方法，其特征在于：所述滤波器抽头的数量动态地设为接收到的突发的数量，直到达到最大滤波器大小为止。

14.如权利要求2所述的方法，其特征在于：所述滤波器是无限脉冲响应(IIR)滤波器。

15.如权利要求6所述的方法，其特征在于：基于若干最近的信道质量测量值使计算的所述C/I值偏向于相邻编解码器。