CN1714549A - 使用信道估计进行dc偏移补偿的方法和对应设备 - Google Patents

Abstract

一种确定经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的方法，该通信信号包括训练码元序列。该方法包括基于所述训练码元序列来提供通信信道的信道估计；基于信道估计来确定由通信信道引入的噪声成分的估计；以及从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计。

Description

使用信道估计进行DC偏移补偿的 方法和对应设备

本发明涉及确定经由通信信道接收的通信信号中DC偏移。尤其是，本发明涉及确定经由通信信道接收的通信信号中DC偏移，通信信号包括训练码元序列。

在数字通信系统中，比如根据TDMA1、GSM、EDGE等等之类的系统，把数据编码成码元，打包成脉冲串并且在经由物理传输信道传输之前进行调制。在接收机上，执行解调并且包括补偿信道失真的均衡器，该失真譬如由码间干扰(ISI)引起。

对许多通信系统来说，尤其是移动电信系统，接收机体系结构的设计受到成本效率、小型以及具有低功耗这些要求的制约。不幸的是，许多这样的接收机体系结构遭受通信系统中引入的DC偏移的损害，尤其是直接把射频信号转换成基带信号的接收机，比如零拍接收机。

DC偏移可以由若干不同来源引入，譬如由泄漏到天线上并从天线上反射出去以及被下变频到DC的本地振荡器信号引起、由泄漏到本地振荡器中的巨大的近信道干扰引起、由信号路径上组件不匹配引起或者由其他原因引起。即使上述DC偏移源中的一些被精细的前端设计在某种程度上减少，在许多通信系统中DC偏移在作基带处理时仍然存在并且会带来显著的接收机性能退化。因此想要提供DC偏移的精确估计以便为补偿它们作准备。

国际专利申请WO 01/03396公开一种对传输信道和DC偏移同时进行估计的方法。根据这个现有技术方法，把DC偏移当作多抽头信道估计中额外的抽头。

上述现有技术方法的一个问题是信道和DC偏移的同时估计涉及到显著的计算复杂度。进一步的问题是，由于额外的抽头附加的参数要被估计，由此危害信道估计的质量。

上述和其他问题被一种确定经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的方法所解决，该通信信号包括训练码元序列；该方法包括

基于所述训练码元序列来提供通信信道的信道估计；

基于该信道估计来确定由通信信道引入的噪声成分(contribution)的估计；

从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计；

根据本发明实现了，基于从初始信道估计中获得的噪声抽样来进行的DC偏移估计提供被大大改进了的性能。

进一步实现了，根据本发明的方法减少了处理的复杂度。

DC偏移这个词包括所接收信号的低频失真。“低频失真”这个词在这个上下文环境下包括具有变化率的失真，若有的话，该变化率与无线电信道的动态和所发射信息的速率比较起来是慢的(譬如，低频失真在两个发射码元的跨度上是相对恒定的)。

在本发明的优选实施例中，确定噪声成分的估计的步骤包括基于所确定的信道估计来从收到的若干训练码元和对应的预期训练码元之间的差中确定噪声成分的估计。因此，有效率的噪声估计被提供。

在另一个优选实施例中，提供信道估计的步骤包括把潜在的DC偏移当作不典型的(unchafacterized)干扰成分，即不考虑DC偏移，由此得以基于所估计的噪声来进行后续的DC偏移的估计。

还有另一个优选实施例中，从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计的步骤包括计算旋转趋势向量和估计出的噪声向量的内积，该噪声向量代表所确定的噪声成分的估计。因此，提供有计算效率的估计，只需要n-m个复数乘加(MAC)运算，在这里n是训练码元的数目并且m是均衡器窗口的大小而且，因而与所接收的无线电信号的延迟展开有关。这与上述现有技术解决方式的信道DC联合估计比较起来复杂度显著减少。

在另一个优选的实施例中，确定信道估计的步骤包括同时确定训练码元序列对于所接收通信信号的信号脉冲串的期望同步位置和基于信道估计均衡器的均衡器窗口的期望大小。发明人进一步认识到，可以对接收机的同步位置和均衡器窗口大小执行同时估计，该估计稳健地抵抗任何DC偏移而且同时，产生初始的信道估计，该估计有利地用在根据本发明的DC偏移确定中。因此，通过在DC偏移估计之前确定同步位置和均衡器跨度，信道估计由同步和均衡器跨度适配来提供，无需附加的计算成本，由此进一步降低DC偏移补偿的复杂度。

在进一步优选实施例中，该方法进一步包括把传输信道的若干信道估计确定为同步位置和均衡器窗口大小的函数；通过基于所接收的信号脉冲串以及为同步位置和均衡器窗口大小的若干被选数值所确定的估计来计算误差测量，从而确定期望的同步位置和期望的均衡窗口大小。

实现了，上述脉冲串同步和均衡器跨度大小调整(sizing)的方法产生这样的脉冲串同步，它稳固地抵抗对脉冲串取平均值之后剩余的DC分量。

在进一步的优选实施例中，通过基于所接收的信号脉冲串以及为同步位置和均衡器窗口大小的若干被选数值所确定的估计来计算误差测量从而确定期望的同步位置和期望的均衡器窗口大小的步骤包括在预先确定的上下限之间选择均衡器窗口大小的数值；并且该方法进一步包括基于为先前收到的信号脉冲串所确定的至少一个期望的均衡器窗口大小来确定上下限。随后，用来进行跨度自适应的自适应孔径被提供。

实现了，与例如经受急剧波动的信号的强度和相位对照，数字通信系统中的物理信道对于延迟展开恒定不变。基于这个理解，均衡器跨度的孔径可以被做成自适应的，即用来进行当前跨度最优化的孔径可以基于为一个或多个先前的脉冲串所确定的均衡器跨度来确定。

在另一个优选的实施例中，该方法进一步包括在收到的信号脉冲串上对收到的通信信号取平均值，由此提供信号作为初始信道估计的输入，在这里DC偏移的大部分被去掉了。随后，后续处理的质量被进一步改善。

优选地，通信信号包括根据GSM规范或根据EDGE规范的信号。EDGE(全局演进的增强型数据速率)是一种接口模式，近来为GSM网络而开发出来。EDGE的主要特征包括新的调制和编码方案，这增加了空中接口中的数据容量和速度。EDGE完全基于GSM并使用与GSM相同的TDMA(时分多址)帧结构，以至于它允许GSM运营商使用现有GSM无线电频段来提供基于无线多媒体的业务和应用。

本发明可以用不同方式来实现，包括上面和下面所述的方法、设备、以及进一步的方法和生产装置，每个都产生联系首先提到的方法所描述的益处和优点中的一个或多个，并且每个都具有一个或多个优选实施例，与联系首先提到的方法所描述的并在从属权利要求中公开的优选实施例对应。

应当指出上面和下面所述方法的特征可以用软件实现并在数据处理系统中或者其他处理装置中通过执行计算机可执行的指令来实施。该指令可以是从存储介质或经由计算机网络从另一个计算机加载到诸如RAM之类存储器中的程序代码装置。可替换地，所述特征可以由硬布线电路代替软件或与软件结合来实现。

本发明进一步涉及一种补偿经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的方法，该通信信号包括训练码元序列；该方法包括

根据上面和下面所述的方法来确定通信信号中的DC偏移；并且

操作(manipulate)通信信号以补偿所确定的DC偏移。

在一个优选的实施例中，该方法进一步包括

基于所操作的通信信号确定通信信道的信道估计；

基于所确定的信道估计在均衡器中对所操作的通信信号进行滤波。

本发明进一步涉及用来确定经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的设备，该通信信号包括训练码元序列；该设备包括

适合用来基于所述训练码元序列来提供通信信道的信道估计的处理装置；

适合用来基于信道估计来确定由通信信道引入的噪声成分的估计的处理装置；

适合用来从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计的处理装置。

处理装置这个词包括任何适当的通用或专用的可编程微处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、可编程逻辑阵列(PLA)、现场可编程门阵列(FPGA)、专用电子电路等等、或者它们的结合。

本发明进一步涉及一种经由传输信道接收通信信号的接收机，该接收机包括用来接收通信信号的装置和上面和下面所述的用来确定通信信号中的DC偏移的设备。

用来接收通信信号的装置可以包括适合接收数字通信系统中所用通信方案的信号脉冲串的任何设备或电路。这样一种接收机的例子包括无线电接收机，譬如在根据GSM、EDGE等的数字通信系统中的无线电接收机。

该接收机可以是电子装备的一部分，在这里电子装备这个词包括所有固定和便携式无线电通信装备以及其他手持或便携式设备。便携式无线电通信装备这个词包括像移动电话、寻呼机、发信机(即电子管理器)、智能电话、个人数字助理(PDA)、手持计算机等这样的所有装备。

本发明上述和别的方面将联系优选实施例并参照附图作更详细的描述，图中

图1示意性地说明通信系统的一般模型；

图2图示说明根据GSM/EDGE标准的数字通信系统中所用的TDMA帧的结构；

图3示出根据本发明一个实施例的接收机的示意框图；

图4示出根据本发明一个实施例的DC偏移确定的流程图；

图5示出一个联合同步和均衡器跨度适配的示意性框图；以及

图6示出根据本发明优选实施例的脉冲串同步和跨度适配的流程图。

图1示意性地说明通信系统的一般模型。该通信系统包括经由通信信道103进行通信的发射机101和接收机102。例如，在实际实现中，发射机可以是移动终端并且接收机可以是蜂窝射频(RF)通信系统的基站，或者反过来。移动终端和基站经由空中接口上所发射的通信信号互相通信。为了下面描述的目的，发射机101被认为包括调制器105，该调制器把必要的调制应用到信号上以便它可以在通信信道上发射。该接收机包括解调器106，实施与调制器105实施的调制过程对应的解调过程，由此允许原始发射信息从所接收的信号中恢复。

为了本描述起见，可以认为上述的调制和解调过程引入了DC偏移和相移。DC偏移量是未知的，并且在对接收信号进行的后续DSP处理步骤中带来问题，如果它没有被去掉的话。相移取决于所用的调制方法并且是已知的。每个信号码元都在传输前被调制并经受相移，该相移取决于所用的调制技术。这个相移还被称为旋转并且可以通过角度α表示为旋转，即由因数exp(jα)表示，在这里j是复数指示。

例如，在EDGE中选择的调制是3π/8-8PSK。在基本的8PSK星座中，在单位圆上有8个等距点。这意味着所发射的码元x_k可以采取八个可能的数值，x_k＝exp(j·i·π/4)，在这里i＝0，…，7取决于码元值，即将要传递的比特序列。现在对3π/8-8PSK来说，移动3·π/8意味着所发射的码元乘上3π/8的旋转值产生x′_k＝x_k·exp(j·k·3·π/8)，这里k是码元索引。

在接收机上，所接收的码元相应地被反旋(de-rotate)角度-α。例如，在EDGE中，码元被反旋exp(-j·k·3·π/8)以得到要被均衡的原始8PSK星座。然而，这个反旋还将信号中存在的任何DC偏移旋转exp(-j·k·3·π/8)，由此导致所接收信号中附加的旋转趋势。

图2图示说明根据GSM标准的移动电信系统中所用的TDMA帧200的结构。对于根据GSM标准的TDMA系统来说，移动台把脉冲串作为调制后的信号根据由基站控制器分配到相应呼叫上的信道在相应载频上发射。一个频率信道可以支持高达八个呼叫，每个呼叫都与各自的脉冲串相关，这里每个呼叫都被分配一个TDMA帧中的时隙，该脉冲串要在该时隙中发送。在图2中，帧200有4.615ms的持续时间并且容纳8个信息信道(时隙)201，在图2中标明为0-7。8个时隙中每个都有0.577ms的持续时间并包含148比特的信号部分和保护部分(未示出)，后者的功能是保持相邻时隙中信号之间的分隔。148比特的信号部分一般称作正常脉冲串并且包括第一个3比特的尾比特段202、第一个57比特的已编码数据段203、第一个1比特的内务处理比特段204、26比特的后缀序列段205、第二个1比特的内务处理比特段206，第二个57比特的已编码数据段207和第二个3比特的尾比特段208。26比特包括GSM数字通信系统中的训练序列段205，被典型地视为分成位于中央的16比特的部分210(有时称作中间码(mid-amble)部分)，以及两侧各5比特的部分209和211。可替换地，在GSM/EDGE数字通信系统中，26比特训练序列205还可以被视为包括16比特的白序列和10比特的循环前缀。根据GSM标准的TDMA系统的进一步细节在此不做描述，因为它们是本领域技术人员已知的。

应当指出，可替换地，也可以使用提供适当的训练码元序列的其他脉冲串结构。

在数字通信系统中，码间干扰的发生是上面传输着信号的传输信道中时间分散的结果。在GSM/EDGE系统中，补偿ISI的常用办法是在接收机中提供基于信道估计的均衡器。正确的脉冲串同步是均衡器性能不可或缺的。

图3示出根据本发明一个实施例的接收机的示意框图。接收机102包括取平均值框301、反旋框302、同步和跨度适配框303、趋势估计框304、DC校正框305、信道估计器306和均衡器307。

取平均值框301接收所接收的信号并执行在脉冲串上对所接收的信号取均值，而且去掉通过取平均值所识别的任何DC偏移。然而，典型的是这种简单的解决方式没有去掉全部DC而留下剩余的DC偏移。

反旋框302根据使用的调制方案并如联系图1所述的那样把所接收的码元反旋预定角度。

同步框303识别这部分所接收信号，该信号与训练序列对应：如上所述，信号在脉冲串中发射。在接收机上，所接收的脉冲串的形状是所发射的脉冲串和由传输信道引入的失真的结果，比如噪声、多径传播等等。脉冲串同步的任务涉及到确定训练序列在所接收的脉冲串内的适当位置p的任务。

在一个实施例中，这可以通过把均衡器窗口大小m设置成预定数值并且通过使用最小均方误差(LSE)方法来执行脉冲串同步来实现。这种解决方式对于每个可能的同步位置p来说都需要一个初始信道估计 然后根据下述公式使均方误差最小从而确定期望的同步位置。

$p=\arg \min \left(\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\right|r\left(k\right)-{\hat{r}}_p\left(k\right){|}^2),$

在这里

${\hat{r}}_p\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_p(m-1-i)\·t(k+1)$

是所收到码元基于初始信道估计 的一个估计。

在本发明一个优选实施例中，脉冲串同步与均衡器窗口大小m的优化相结合，下面将作更详细地描述。

趋势估计块304识别由剩余DC偏移带来的任何剩余旋转趋势，该剩余DC偏移是取平均值框301没有消除的。趋势估计框304接收来自同步框303的初始信道估计并确定剩余的旋转趋势，下面将作更详细地描述。

DC偏移校正器305接收来自趋势估计框304的估计出的旋转趋势并在把信号馈送到信道估计器306和均衡器307中之前针对检测到的偏移来校正基带信号。

均衡器307，譬如维特比(Viterbi)均衡器，补偿该信道效应并解调收到的基带信号与收到的数据对应的相关部分。由于种种因素传输信道的传输特性频繁改变，所述因素包括移动终端的运动、多径(时间分散)传播信道的波动和引入噪声的方差干扰。如本领域技术人员众所周知的，多径信道和噪声分量会罚地影响所接收信号的质量，譬如，带来码间干扰；并且这需要所接收的信号被校正，典型地借助基于信道估计的均衡器。

特别的是，均衡器307试图利用传输信道的估计来校正所接收的信号。均衡器307生成表示实际被传输码元的估计的数据以便接收机进一步处理。

接收机进一步包括信道估计器306，它计算与被选的均衡器窗口大小m对应的若干滤波器抽头h_i，i＝1，…，m。信道估计器306生成的信道估计被馈送到均衡器307中。

图4示出根据本发明一个实施例的DC偏移确定的流程图。

为了更详细地描述趋势估计框，我们认为信号脉冲串包括从发射机101向接收机102发送的长度为n的训练序列：

          t＝[t₀ t₁…t_n-1]^T在接收机102中，信号被馈送到联系图3所述的取平均值框301、反旋框302和同步框303中。脉冲串同步之后最后得到的已反旋信号可以根据下式模拟成基带中的向量：

          r＝[r₀ r₁…r_n-m]^T＝Φh+ηq+v。

因此，r包括来自传输信道的成分，它是下述信道向量和下述回归矩阵的函数。

          h＝[h₀ 1_h…h_m-1]^T

这里，m在码元方面是与传播信道的延迟展开对应的信道跨度。上述r的表达式进一步包括由所接收信号中的DC偏移带来的旋转趋势成分，所接收的信号被框302的反旋变换成旋转趋势。该旋转趋势乘上剩余DC偏移的幅度η被模拟成旋转趋势向量：

          q＝[1 e^jαe^j2α…e^j(n-m-1)α]

这里，α指示旋转增量，该旋转增量取决于如上所述使用的调制方法。例如，在GSM中α＝π/2，而在EDGE中α＝3π/8。

最后，上述r的表达式包括一个噪声向量

          v＝[v₀ v₁…V_n-m]^T。

根据本发明，为了补偿DC偏移，起初，在步骤401中一个初始LSE信道估计

$\hat{h}={\left({\mathrm{\Φ}}^{*}\mathrm{\Φ}\right)}^{-1}{\mathrm{\Φ}}^{*}r$

被提供而不考虑剩余的DC偏移，即把DC偏移当作非典型的干扰成分。这里(…)^*指示复共轭转置。在实训练序列的情况下，如在GSM和EDGE中，这简化成普通的转置。

在步骤402中，对应的噪声抽样的初始估计根据下式计算：

$\hat{v}=r-\mathrm{\Φ}\hat{h}.$

在本发明的一个优选实施例中，步骤401包括如下所述的同步位置和均衡器跨度适配的联合优化。最后得到的同步稳固地抵抗剩余的DC偏移，即它不受任何DC偏移出现的决定性影响。

对这样一个稳固地抵抗剩余的DC的信道估计来说，根据下式噪声抽样可以被认为是旋转趋势的函数：

$\hat{v}=r-\mathrm{\Φ}\hat{h}=\mathrm{\ηq}+v^{\′},$

这里v′代表由估计上的不精确性引起的误差。

因此，从所计算的噪声抽样中，在步骤403中旋转趋势的最小均方(LS)估计根据下式导出：

$\mathrm{\η}=(q^{*}q{)}^{-1}{q}^{*}\hat{v}=\frac{q^{*}\hat{v}}{n-m+1}.$

这里，第二个恒等式是由于旋转向量为单位长度这个事实，由此产生一个简单的数作为旋转向量内积的倒数。因此，在步骤403中DC偏移量η被计算成旋转趋势向量q和噪声抽样的初始估计 成比例的内积。

最后，表示由DC偏移引起的旋转趋势的最后得到的复数η，被用在最后的步骤404中以校正剩余的DC偏移，即通过从收到的信号减去ηq这项，并向最后的信道估计器，即图3的信道估计器306，馈送最后得到的DC校正后的信号：

          r’＝r-ηq。

应当指出，上述DC偏移的估计只需要n-m个复数MAC运算，该运算与上述现有技术的解决方式的信道DC联合估计的复杂度比较起来复杂度显著降低。

图5示出一个同步和均衡器跨度适配联合进行的示意性框图。

如上所述，在本发明一个优选实施例中，接收机包括同步和跨度适配联合进行的模块303，它执行同步位置p和均衡器窗口大小m的联合确定。

同步和跨度适配联合进行的模块303包括在窗口大小的预定区间内联合优化均衡器跨度和同步位置的优化模块501。相应地，同步和跨度适配模块303进一步包括孔径模块502，它分别确定窗口大小的上下限m_u和m₁，它们要被优化模块用来进行后续脉冲串的同步。孔径模块502从优化模块501接收为当前的脉冲串确定的窗口大小m并把下一个脉冲串最后得到的界限馈送回优化模块501。

图6示出根据本发明优选实施例的脉冲串同步和跨度适配的流程图。

图6的实施例通过识别和利用GSM/EDGE训练序列的两个先前未采用的属性来提供一种有效率的信道估计方法，这两个属性是由训练序列的循环前缀结构而产生的。特别地，这个实施例识别出，26个码元的GSM/EDGE训练序列在某个范围内既是移位不变(shift invariant)又是阶数不变(order invariant)。移位不变这个属性使信道估计能够用延迟(移位)后的训练序列段完成。这进而允许：I.ISI所破坏的引导训练序列码元尽可能在长的分散信道中避免；以及II.信道的引导抽头使用相同的训练序列节来估计，无论均衡器窗口的大小是多少。阶数不变这个属性允许有不同时间分散的信道从1-8个码元(如第1-8阶的复数多项式)中无需矩阵取逆而估计，如果使用了该训练序列任何连续16个码元的节的话。

尤其是，一旦在步骤601中收到信号脉冲串r(k)，就如图示说明那样由包括步骤602-605的循环执行最小均方误差算法来确定均衡器窗口跨度m和同步位置p。

根据这个实施例，均衡器窗口跨度m和同步位置p被确定为：

$(p,m{)}_{\mathrm{opt}}=\underset{p,m}{\arg \min }\left({\mathrm{\ϵ}}^2(p,m)\right)=\underset{p,m}{\arg \min }({\mathrm{\α}}^m\·e^2(p,m))\begin{array}{c}p=\mathrm{0,1},\·\·\·,w-1\\ m=m_l,\·\·\·m_u\end{array}...\left(1\right)$

这里ε(p，m)＝α^m/2·e(p，m)是从下述误差函数导出的广义的误差测量：

$e(p,m)=\sqrt{\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{|r\left(k\right)-{\hat{r}}_{p,m}\left(k\right)|}^2}.$

这里

${\hat{r}}_{p,m}\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{m-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{h}}_{p,m}(m-1-i)\·t(k+1)$

是表达为m和p的函数的所接收信号的估计，即e(p，m)是训练序列t上估计出的传输信道 所引入的噪声功率的测量。应当指出的是，在实际实施中，误差函数e(p，m)的上述定义中均方根可以忽略，即可以使用该误差的均方来代替均方根。

如果噪声功率被直接用作用来进行优化的误差函数，信道窗口大小m往往比需要的更大。这是因为更大的滤波器的附加参数可能自我调节以适应噪声特定实现的特殊特征，即有时称作过拟合(overfitting)的现象。为了避免这个现象，罚因子α^m根据最小描述长度原则(MDL)(见譬如R.Johansson的“系统模拟与识别(System Modeling andIdentification)”，学堂出版社(Prentice Hall)，1993)被引入。罚因子使大的均衡器跨度m恶化，并且因此抑制过拟合效应。在一个优选实施例中，因子α通过训练序列α＝n^1/n的长度n来确定。因此，在16个码元的训练序列的例子中α＝1.189。然而，应当指出，可替换地，使大的窗口跨度恶化的其他函数可以被使用。

等式(1)的优化既对p又对m执行，这里m在分别为m_u和m_l的上下限之间的区间中变化，下面将做更详细地描述。

仍参照图6，优化循环因而包括下列步骤：

步骤602：在等式(1)中表示的区间内选择一对数值(p，m)。

步骤603：基于保存训练序列t(608)为选中的数值p和m估计传输信道

当LSE解决方式用于联合的同步和均衡器窗口大小调整时，对于假设的同步位置p和均衡器窗口大小m，信道估计可以如下计算

h＝Φ^-1t^*r＝(1/16)t^*r。

只有常数因子除外，它可以用明确的卷积形式来进一步表达，

${\hat{h}}_{p,m}\left(k\right)=\underset{i}{\mathrm{\Σ}}t(m+i-k)\·r(p+m-i),\begin{array}{c}0\≤p\≤w\\ 0\≤k\≤m\end{array}...\left(4\right)$

这可以被认为是FIR样式的计算。对于下一个有k+1的抽头，一个递归关系可以被建立：

${\hat{h}}_{p,m}(k+1)={\hat{h}}_{p+1,m}\left(k\right)+t(m-1-k)\·r(p+m)-t(m+(n-1)-k)\·r(p+m+n)...\left(5\right)$

通过在IIR式的计算中使用这个二维(同步点抽头位置)递归关系，可以使用仅仅4个实MAC运算(既然训练序列是实数)来计算一个新的抽头。

步骤604：计算广义误差ε²(p，m)。应当指出，对于16个码元的GSM训练序列并且m＜8，广义误差ε²(p，m)可以表达为：

${\mathrm{\ϵ}}^2(p,m)={\mathrm{\α}}^m({\left|r\right|}^2-16{\left|{\hat{h}}_{p,m}\right|}^2),{\mathrm{\ϵ}}^2>0.$

因此，在这种情况下，误差测量ε²(p，m)可以有效率地计算为所接收的信号功率|r|²和估计出的信道抽头的成比例功率 的差，即无需计算实际噪声。应当指出，约束ε²＞0是被明确强制执行的，既然表达式 在不正确的同步位置上会变成负的。因此，当

时，不必进行进一步的计算并且假设的同步位置被立即拒绝，因为约束不被满足。

步骤605：重复上述步骤直到发现适当的最小值。在一个实施例中，对上述区间内对所有可能出现的对(p，m)计算误差，并且所有算出的值中最小的被确定成值(p，m)_opt的最优集。

当值(p，m)_opt的最优集被确定时，在步骤606中用来对后续脉冲串的进行跨度最优化的孔径，即上下限m_u和m_l，被确定并保存(607)从而用在后续优化中。根据这个实施例，自适应孔径通过有一个状态m_s的简单自动回归(AR)滤波器的使用而取得，该状态在每个脉冲串上被更新：

m_s(t)＝a·m_s(t-1)+b·m(t)，

这里m(t)是由上述优化所确定的当前均衡器跨度。因此，状态m_s(t)与先前确定均衡器跨度的加权平均对应，这里为最新脉冲串所确定的跨度被加权最强。适当的初始值被采取，譬如m_s(t＝1)＝m(t＝1)＝(m_min+m_max)/2。相对加权被参数a和b确定。优选地，a和b在区间[0，1]中选取，优选使得a＞b，譬如a∈[0.8，0.9]并且b∈[0.1，0.2]，例如a＝0.875并且b＝0.125。更大数值的a减少最新改变的相对影响，反之亦然，即，优选地，参数a和b根据延迟展开中偏差(variation)的时间刻度来选择。

然后均衡器跨度优化的孔径被确定为：

m_l＝round(m_s(t-1))-A，m_l≥m_min

m_u＝round(m_s(t-1))+B，m_max≥m_u，

即m_u和m_l分别为围绕m_s区间的上下限。常数A和B确定孔径的宽度。例如，A＝B＝1产生一个2-3个抽头宽的孔径。

常数上下界限m_max和m_min确保m_l和m_u位于期望的界限内，譬如m_min＝4与典型的市区(TU)对应，并且m_max＝8与典型的丘陵地带(HT)对应。

这个实施例具有优点，关于精密的信道延迟展开不必作出假定，由此改进同步和后续均衡的性能。

这个实施例的进一步优点是，由这种同步方法提供的信道估计稳固地抵抗DC偏移，由此给DC偏移估计提供好的输入。

应当指出，联系EDGE接收机来说，优选的是把该接收机滤波器与噪声白化滤波器结合起来以便抑制干扰而且，因而，以便避免必需窄带接收机滤波器。

本发明主要联系GSM/EDGE训练码元来描述。然而，本发明不是局限于GSM/EDGE，而是可以适用于其他利用适当的训练序列进行脉冲串同步的通信方案的信号脉冲串。

Claims (14)

1.一种确定经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的方法，该通信信号包括训练码元序列；该方法包括：

基于所述训练码元序列来提供通信信道的信道估计；

基于该信道估计来确定由通信信道引入的噪声成分的估计；以及

从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计。

2.根据权利要求1的方法，其特征在于，确定噪声成分的估计的步骤包括基于所确定的信道估计来从收到的若干训练码元和对应的预期训练码元之间的差中确定噪声成分的估计。

3.根据权利要求1或2的方法，其特征在于，提供信道估计的步骤包括把潜在的DC偏移当作非典型的干扰成分。

4.根据权利要求1到3中任何一个的方法，其特征在于，从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计的步骤包括计算旋转趋势向量和估计出的噪声向量的内积，该噪声向量代表所确定的噪声成分的估计。

5.根据权利要求1到4中任何一个的方法，其特征在于，确定信道估计的步骤包括同时确定训练码元序列对于所接收的通信信号的信号脉冲串的期望同步位置和基于信道估计的均衡器的期望均衡器窗口大小。

6.根据权利要求5的方法，其特征在于，该方法进一步包括：把传输信道的若干信道估计确定为同步位置和均衡器窗口大小的函数；通过基于所接收的信号脉冲串以及为同步位置和均衡器窗口大小的若干被选数值所确定的估计计算误差测量，从而确定期望的同步位置和期望的均衡器窗口大小。

7.根据权利要求6的方法，其特征在于，通过基于所接收的信号脉冲串以及为同步位置和均衡器窗口大小的若干被选数值所确定的估计计算误差测量从而确定期望的同步定位和期望的均衡器窗口大小的步骤包括在预先确定的上下限之间选择均衡器窗口大小的数值；并且该方法进一步包括基于至少一个期望的均衡器窗口大小来确定上下限，该期望的均衡器窗口大小是为先前收到的信号脉冲串所确定的。

8.根据权利要求1到7中任何一个的方法，其特征在于，该方法进一步包括在收到的信号脉冲串上对收到的通信信号取平均值。

9.根据权利要求1到8中任何一个的方法，其特征在于，所述通信信号包括根据GSM规范的信号。

10.根据权利要求1到8中任何一个的方法，其特征在于，所述通信信号包括根据EDGE规范的信号。

11.一种补偿经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的方法，该通信信号包括训练码元序列；该方法包括

根据权利要求1到11中任何一个的方法来确定通信信号中的DC偏移；以及

操作该通信信号以补偿所确定的DC偏移。

12.根据权利要求11的方法，其特征在于该方法进一步包括：

基于所操作的通信信号来确定通信信道的信道估计；

基于所确定的信道估计在均衡器中对所操作的通信信号进行滤波。

13.一种用来确定经由通信信道接收的通信信号中的DC偏移的设备，该通信信号包括训练码元序列；该设备包括：

适合用来基于所述训练码元序列来提供通信信道的信道估计的处理装置；

适合用来基于信道估计来确定由通信信道所引入的噪声成分的估计的处理装置；以及

适合用来从所确定的噪声成分的估计中确定DC偏移的估计的处理装置。

14.一种用来经由传输信道接收通信信号的接收机，该接收机包括用来接收通信信号的装置和根据权利要求13的用来确定通信信号中的DC偏移的设备。

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