CN1149799C - 无线通信接收装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的课题是，频率偏移校正值推算单元(21)接收来自发送侧的包括规定的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，使用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果作为正式的频率偏移校正值输出出去。另外，频率偏移校正单元(22)接收根据上述校正值校正了接收信号频率偏移的上述校正后的接收信号，均衡器(23)用规定的算法对该接收信号进行解调。

Description

无线通信接收装置
                     技术领域
本发明涉及可以用于汽车电话、移动电话及无绳电话等无线通信领域的接收装置，尤其是涉及具有频率偏移校正功能的无线通信接收装置。
                     背景技术
以下，就现有的无线通信接收装置进行说明。例如，在发送机上对于含有将声音编码的数据、互联网的数据等的信息数据进行信道编码，生成供发送的信号。然后，该信号经调制后，根据内部振荡器生成的频率进行上变频，此处获得的发送信号经天线发送出去。
然后，此发送信号经天线被接收机接收，根据内部的振荡器生成的频率进行下变频。然后，经下变频后的接收信号，经模拟/数字变换器变换成数字接收信号(以下简称接收信号)。
一般来说，发送机内部振荡器与接收机内部振荡器之间存在频率的偏移。在这种场合下，上述频率的偏移，即频率偏移将成为接收信号失真的原因。因而，为实现品质良好的通信，有必要校正频率偏移。
另外，在汽车电话等的通信环境中，有时由于伴随码间干扰的频率选择性衰落，会使接收信号产生失真。在这种场合下，对接收机来说，在考虑码间干扰的同时，有必要进行频率偏移的校正处理和解调处理。
具有频率偏移校正功能的现有接收装置，有刊载于例如特开平10-163816号公报上的自动频率控制电路(以下简称现有接收装置)。在此例中，发送装置侧作为前置模式，反复发送固定的PN信号的模式；在接收装置侧，根据前置期间中解调的1周期前的PN信号成分和现在的PN码的信号成分求每个符号(symbol)的相位差。现有接收装置根据此相位差，在数据传送期间以符号单位进行相位校正。
然而，如上所述，在现有接收装置中，只是根据用前置模式求得的相位差来进行相位的校正的，例如如果为提高频率偏移的推算精度而拉长前置期间，就会降低信息的传输效率，反之，如果为提高信息的传输效率而缩短前置期间，就会降低频率偏移的推算精度。无论怎样，都会降低通信质量。也就是说，现有接收装置存在这类问题。
                     发明内容
从而，本发明的目的是：例如即使在存在频率选择性衰落的通信环境中中，也能通过高精度地推算频率偏移，并且正确地校正频率偏移，从而提供能实现良好通信品质的无线通信接收装置。
一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，将利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为正式的频率偏移校正值输出的频率偏移校正值推算装置；
根据所述校正值校正接收信号频率偏移的频率偏移校正装置；以及
接收所述校正后的接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，将利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为正式的频率偏移校正值输出的频率偏移校正值推算装置；
对用所述频率偏移校正值推算装置算出的校正值进行平均化的平均化装置；
将所述平均化结果反馈，校正后续接收信号的频率偏移的反馈校正装置；以及
接收所述校正后的接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，将利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为频率偏移校正值输出的至少2个系统的频率偏移校正值推算装置；
对所述至少2个校正值进行平均化，其平均化结果作为各系统共同的频率偏移校正值输出的合成装置；
根据所述共同的校正值校正接收信号的频率偏移的至少2个系统的频率偏移校正装置；以及
接收所述校正后的至少2个接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态，选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为频率偏移校正值输出的至少2个系统的频率偏移校正值推算装置；
对所述至少2个校正值进行平均化，其平均化结果作为各系统共同的频率偏移校正值输出的合成装置；
对利用所述合成装置算出的校正值进行平均化的平均化装置；
将所述平均化结果反馈，校正后续接收信号的频率偏移的至少2个系统的反馈校正装置；以及
接收所述校正后的至少2个接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
本发明的无线通信接收装置的特征在于，具有以下装置：由发送侧发出的含有规定的固定模式的信号被接收后，根据信道的状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式组合，以利用该固定模式组合算出的频率偏移推算结果，作为正式的频率偏移校正值输出的频率偏移校正值推算装置(相当于后述的实施例的频率偏移校正值推算单元21)；根据上述校正值，校正接收信号频率偏移的频率偏移校正装置(相当于频率偏移校正单元22)；以及上述校正后的接收信号经接收后，使用规定的算法对该接收信号进行解调的均衡装置(相当于均衡器23)。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于：具有对用上述频率偏移校正值推算装置，在规定次数内算出的校正值进行平均化的平均化装置(相当于平均化单元51)；以及上述平均化结果经反馈后，对后续接收信号的频率偏移进行校正的反馈校正装置(相当于频率偏移校正单元52)，用上述反馈校正装置未能校正的频率偏移成分，还可用上述频率偏移校正装置进行校正。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，还具有：对用上述频率偏移校正值推算装置，在规定次数内算出的校正值进行平均化的平均化装置，根据上述平均化结果直接控制接收侧的振荡器，从而校正后续接收信号的频率偏移，此外，上述振荡器未能校正的频率偏移成分由上述频率偏移校正装置进行校正。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，具有以下装置：收到由发送侧发来的含有规定的固定模式的信号之后，根据信道的状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，用该固定模式的组合算出的频率偏移的推算结果，将作为正式的频率偏移校正值输出的频率偏移校正值推算装置(相当于频率偏移校正值推算单元21)；对在上述频率偏移校正值推算手段中，在规定次数内算出的校正值进行平均化的平均化装置(相当于平均化单元51)；将上述平均化结果反馈，对后续接收信号的频率偏移进行校正的反馈校正装置(相当于频率偏移校正单元52)；以及上述经校正的接收信号被接收后，用规定算法对该接收信号解调的均衡装置(相当于均衡器23)。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，具有以下装置：收到由发送侧发来的含有规定的固定模式的信号之后，根据信道的状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，用该固定模式的组合算出的频率偏移的推算结果，将作为频率偏移校正值输出的P(任意整数)个系统的频率偏移校正值推算装置(相当于频率偏移校正值推算单元21a、...、21b)；将上述P个校正值平均化，其平均化结果作为各系统共同的频率偏移校正值输出的合成装置(相当于合成单元24)；根据上述共同的校正值来校正接收信号频率偏移的P个系统的频率偏移校正装置(相当于频率偏移校正单元22a、...、22b)；以及接收上述校正后的P个接收信号，用规定的算法对该信号解调的均衡装置(相当于均衡器23a)。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于：还具有对用上述合成装置在规定次数内算出的校正值进行平均化的平均化装置(相当于平均化单元51)；以及将上述平均化结果反馈，对后续接收信号的频率偏移进行校正的P个系统反馈校正装置(相当于频率偏移校正单元52a、...、52b)，对用上述P个系统反馈校正装置未能校正的各个对应的频率偏移成分可用上述P个系统频率偏移校正装置对其进行校正。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于：还具有对用上述合成装置在规定次数内算出的校正值进行平均化的平均化装置，根据上述平均化结果直接控制接收侧的振荡器来校正后续接收信号频率偏移，进而上述P个系统的频率偏移校正装置对在上述振荡器中未能校正的各个对应的频率偏移成分进行校正。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，具有以下装置：收到由发送侧发来的含有规定的固定模式的信号之后，根据信道的状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，用该固定模式的组合算出的频率偏移的推算结果，将作为频率偏移校正值输出的P(任意整数)个系统的频率偏移校正值推算装置(相当于频率偏移校正值推算单元21a、...、21b)；将上述P个校正值平均化，其平均化结果作为各系统共同的频率偏移校正值输出的合成装置(相当于合成单元24)；对上述合成装置按规定次数算出的校正值进行平均化的平均化装置(相当于平均化单元51)；将上述平均化结果反馈，对后续接收信号的频率偏移进行校正的P个系统反馈校正装置(相当于频率偏移校正单元52a、...、52b)；以及接收上述校正后的P个接收信号，用规定的算法对该接收信号解调的均衡装置(相当于均衡器23a)。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，上述频率偏移校正值推算装置有：用不同位置的同一固定模式推算接收信号频率偏移的第1种频率偏移推算装置(相当于第1种频率偏移推算单元31)；除了上述第1种频率偏移推算装置所用的固定模式之外，还用不同位置的同一固定模式推算接收信号的频率偏移的第2种频率偏移推算装置(相当于第2种频率偏移推算单元32)；根据信道的状态选择某一方的频率偏移的推算值的推算值选择装置(相当于推算方式选择单元33)；以及根据上述选择结果切换上述推算值输出的推算值切换装置(相当于校正值切换单元34)。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，上述推算值选择装置有：利用固定模式推算信道延迟量的信道延迟推算装置(相当于信道延迟推算单元41)；利用固定模式推算噪声功率的噪声功率推算装置(相当于噪声功率推算单元42)；根据上述信道延迟推算值和上述噪声功率推算值来判断究竟选择哪一种频率偏移推算值较好的推算值判定装置(相当于推算方式判定单元43)。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于，上述推算值选择装置有：利用固定模式推算信道延迟量的信道延迟推算装置；以及根据上述信道延迟的推算值来判断究竟选择哪一种频率偏移推算值较好的推算值判定装置。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于：上述信道延迟推算装置按到来的路径单位推算功率，进而根据包括最大功率的路径的M(M为自然数)条路径的功率来计算阈值，包括具有比该阈值大的功率的路径的范围作为信道延迟的推算值。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于：上述信道延迟推算装置按到来的路径单位推算功率，进而根据上述噪声功率计算阈值，将包括具有比该阈值大的功率的路径的范围作为信道延迟的推算值。
接着的发明的无线通信接收装置的特征在于：上述信道延迟推算装置按到来的路径单位推算功率，进而根据包括最大功率的路径的M(M为自然数)条路径的功率或上述噪声功率来计算阈值，将包括具有比该阈值大的功率的路径的范围作为信道延迟的推算值。
                     附图说明
图1是本发明的接收装置的实施例1的结构和已知发送装置的结构。图2是表示由发送装置生成的发送帧格式之一例。图3是表示由发送装置生成的发送帧格式之一例。图4表示实施例1的解调单元的结构。图5是表示推算方式选择单元的结构例的图。图6是表示信道延迟推算单元中的信道延迟推算方法的图。图7是表示实施例2的解调单元的结构图。图8是涉及本发明的接收装置的实施例3的结构图。图9是表示实施例3的解调单元的结构图。图10是表示实施例4的解调单元的结构图。
                    具体实施方式
下面根据附图来详细说明本发明的无线通信接收装置的实施例。另外，本发明不受该实施例的限制。
实施例1
图1是本发明的无线通信接收装置(以下简称接收装置)的实施例1的结构图(参见(a))和已知无线通信发送装置(以下简称发送装置)的结构图(参见(b))。在图1(a)中，1为接收装置、2为天线、3为振荡器、4为下变频单元、5为A/D变换单元、6为解调单元、7为错码纠正单元。另外，在图1(b)中，11为发送装置、12为发送数据生成单元、13为调制单元、14为振荡器、15为上变频单元、16为天线。
此处，简单说明上述接收装置1和发送装置11中的主要部分的基本工作。例如在发送装置11中，首先，发送数据生成单元12通过对含有将声音编码的数据或互联网的数据等信息数据进行信道编码而生成发送数据。其次，调制单元13是将发送数据发生单元12输出的发送数据加以调制，进而，上变频单元15是对根据振荡器14生成的频率将调制后的发送数据进行上变频，上变频后的发送信号经天线16发送出去。
另外，在本发明的接收装置1中，经天线2接收上述发送信号，首先，在下变频单元4，根据振荡器生成的频率对接收的信号进行下变频。其次，模拟/数字变换单元5(以下简称A/D变换单元)将下变频后的模拟信号变换成数字信号(以下简称接收信号)，进而，解调单元6将A/D变换后的接收信号解调(关于本发明的特征即解调单元6的详细情况，以后将作说明)，最后，错码纠正单元7对解调后的信号进行去交错处理及解码处理等错码纠正处理。
图2给出上述发送装置11生成的发送帧格式之一例。例如，训练信号201是接收装置1一侧的已知信号，由固定模式201a和固定模式201c及夹在其间的任意固定模式201b构成。在训练信号201的两侧有信息信号202a和信息信号202b，在其外侧还有固定模式203a和固定模式203b。另外，在本实施例中，固定模式201a和固定模式201c必须是相同的模式，固定模式203a和固定模式203b，也必须是相同的模式。另外，没有固定模式201b也可以。
这里示出上述图2的发送帧格式之具体例子。例如，发送帧格式可表示成：0 0 0 X X X X X X X X X 0 1 0 1 1 1 0  1 1 0 1 0  0 1 0 1 1 1 0 X X XX X X X X X 0 0 0式中，XX...XXX表示信息信号202a和202b，在信息信号外侧的“000”表示固定模式203a和203b，信息信号内侧的“0101110”表示固定模式201a和201c，中间的“11010”表示任意的固定模式201b。
另一方面，图3与图2不同，它是上述发送装置11生成的发送帧格式的另一例。这里，发送帧由训练信号301、信息信号302和固定模式303构成。例如训练信号301，在接收装置1一侧为已知信号，由固定模式301a和301c及夹在其间的固定模式301b构成。训练信号301须包括一部分和固定模式303一样的模式。另外，如满足此条件，没有固定模式301b也可以。
这里给出上述图3的发送帧格式的具体例子。例如发送帧格式可以表示成：0101100 01010 0101100XXXXXXXXXXXXXXXXXXX000式中，XX...XXX表示信息信号302，信息信号302右侧的“000”表示固定模式303，信息信号302左侧的“0101100”表示固定模式301a和固定模式301c，固定模式301a和固定模式301c之间的“01010”表示任意固定模式301b。另外，训练信号301含有与固定模式303同样的“000”。
以下详细说明接到图2所示的发送帧格式时接收装置1的解调单元6的工作状况。图4为实施例1的解调单元6的结构图。图4中21为频率偏移校正值推算单元、22为频率偏移校校正单元、23为均衡器。另外，在频率偏移校正值推算单元21中，31为第1频率偏移推算单元、32为第2频率偏移推算单元，33为推算方式选择单元，34为校正值切换单元。
例如在第1频率偏移推算单元31中利用包含在接收信号(参见图2的发送帧格式)中的固定模式201a和固定模式201c，如下式(1)、(2)推算频率偏移。
F1＝∑[r(N13+i)×CONJG{r(N11+i))]
                       …(1)
f1＝arctan{Im(F1)/Re(F1)}/(N13-N11)
                       …(2)式中，N11表示相当于接收信号r(n)中固定模式201a的先头位置的时间，N13表示相当于接收信号r(n)中固定模式201c的先头位置的时间，CONJG{r(N11+i)}表示复数r(N11+i)的复数共轭，Re(F1)表示复数F1的实部，Im(F1)表示复数F1的虚部，arctan{Im(F1)/Re(F1))表示实数Im(F1)/Re(F1)的反正切。式(1)中之∑定为计算从i＝L到i＝N1-1的总和，此时N1表示固定模式201a及201c之长度，L表示相当于在信道中发生的有效延迟波的最大延迟时间的长度。
如上所述，用式(1)求得的F1，是把(N13-N11)符号间产生的相位旋转量的推算值，用相当于接收信号功率权重的合成结果来表示。而且，用式(2)求得的f1，表示1个符号间生成的相位旋转量的推算值(角度)。
另一方面，在第2频率偏移推算单元32利用包含在接收信号(参见图2的发送帧格式)中的固定模式203a和固定模式203b，如下式(3)、(4)推算频率偏移。
F3＝r(N32+N3-1)×CONJG{r(N31+N3-1)}
                      …(3)
f3＝arctan{Im(F3)/Re(F3)}/(N32-N31)
                      …(4)式中，N31表示相当于接收信号r(n)中固定模式203a的先头位置的时间，N32表示相当于接收信号r(n)中固定模式203b的先头位置的时间，N3表示固定模式203a及203b的长度。
如上所述，用式(3)求得的F3，表示(N32-N31)符号间产生的相位旋转量的推算值(复数)。而且，用式(4)求得的f3表示1个符号间生成的相位旋转量的推算值(角度)。
在推算方式选择单元33中，利用接收信号中包含的训练信号，选择第1频率偏移推算单元31的输出频率偏移推算值或选择第2频率偏移推算单元32的输出频率偏移推算值，即选择二者之一。
校正值切换单元34，是根据推算方式选择单元33的选择结果，将输出切换到第1频率偏移推算单元31输出的频率偏移推算值或第2频率偏移推算单元32输出的频率偏移推算值中的某一个，此处，所选的一侧的推算值作为校正值输出给后续的频率偏移校正单元22。
在频率偏移校正单元22中，根据校正值切换单元34输出的校正值，用以下的式(5)校正接收信号。
r’(n)＝r(n)×{cos(n×f)-j·sin(n×f)}
                                 …(5)式中，j为(-1)的平方根，r′(n)表示校正后的接收信号，f表示校正值切换单元34输出的校正值。
最后，频率偏移引起的失真已被校正的状态的接收信号由均衡器23接收，然后，考虑频率选择性衰落等多路径引起的失真，进行解调，将该解调结果输出到后续的错码纠正单元单元7。另外，均衡器23的结构并不限于上述结构，可用熟知的技术，诸如：最大似然系列推算(MLSE：Maximum-Likelihood Sequence Estimation)，判定反馈型系列推算(DFSE：Decision-Feedback Sequence Estimation或DDFSE：Delayed Decision-Feedback Sequnce Estimation)，判定反馈型均衡器(DFE：Decision-Feedback Equalizer)，简化状态系列推算RSSE(Reduced-State Sequence Estimation)，表输出维它比均衡器(LVE：List-out put Viterbi Equlizer)，利用M算法的均衡器，软输出维它比算法SOVA(Soft-Output Viterbi Algorithm)，利用MAP(Maximum a Posteriori)、Max-log-MAP或Log-MAP等算法的软判定输出均衡器以及使这类均衡器变形的均衡器等均可以利用。另外，也可以利用采取包括错码纠正单元7结构的、结合TurboEqualizer或误码校正功能的均衡器。
下面，就上述各频率偏移推算值的选择方法进行说明。图5是上述推算方式选择单元33的结构图。图5中41为信道延迟推算单元，42为噪声功率推算单元，43为推算方式判定单元。
首先，在信道延迟推算单元41中，利用包括在收到的接收信号中的训练信号，推算信道的最大有效延迟波的延迟时间，其结果作为信道进延迟时间输出到推算方式判定单元43。另一方面，在噪声功率推算单元42中，利用包括在收到的接收信号中的训练信号，推算噪声功率，将其结果输出到推算方式判定单元43。而且，在推算方式判定单元43中，究竟是选择第1频率偏移推算单元31输出的频率偏移推算值，还是选择第2频率偏移推算单元32输出的频率偏移推算值，这要根据接收到的噪声功率推算值和信道延迟推算值来判断。
此处，例如假设固定模式203a与203b之间的长度为N3＝3，固定模式201a与201c之间的长度为N1＝10，并且在与(N13-N11)相比，(N32-N31)非常大的情况为例，来具体说明上述推算方式选择单元33中的工作。
在这种场合下，就推算精度而言，第2频率偏移推算单元32输出的推算值，由于是根据(N32-N31)符号间隔上产生的相位旋转量来计算1个符号间隔上产生的相位旋转量的，所以可高精度地进行推算。但是，信道的最大有效延迟波的延迟时间比N3还大时，由于延迟波的影响，第2频率偏移推算单元32输出的推算值的推算精度变坏，而另一方的第1频率偏移推算单元31输出的推算值却能以高精度进行推算。
于是，信道延迟的推算值比固定模式203a与203b间的长度N3大的场合，或者噪声功率的推算值比特定的阀值大的场合，推算方式判定单元43将选择第1频率偏移推算单元31输出的频率偏移推算值。而且，在除此之外的场合，将选择第2频率偏移推算单元32输出的频率偏移推算值。
下面，就上述信道延迟的推算方法进行说明。图6是信道延迟推算单元41中的信道延迟推算方法的示意图。在图6中，601a、601b、601c、601d、601e、601f表示路径功率，602为功率的阀值。
在信道延迟推算单元41中，根据接收信号和训练信号来推算路径功率。图中的路径功率601a～601f为推算结果，横轴表示时间。此时，路径功率601a是直接到达的路径的功率，路径功率601f是延迟时间最大的路径的功率。其次，在信道延迟推算单元41中，计算路径功率601a～601c的功率和，此功率和乘以固定的常数所得到的值作为阀值602。而且，将直至所持功率大于此阀值602的路径的范围设为该信道的延迟量。藉此，可以知道正确的延迟量，在推算方式判定单元43中能够设置明确的判断基准，因此，推算方式选择单元33能够容易而且高精度地执行校正值切换单元34的切换控制。
再有，作为其他信道延迟推算方法有：例如在噪声功率推算单元42算出的噪声功率上乘以固定的常数所得到的值作为阈值602，在此状态下，将直到所持功率大于此阀值602的路径的范围设为信道的延迟量，也是可能的。
此外，与上述二例不同的信道延迟的推算方法还有：例如路径功率601a～601c之功率和与在噪声功率推算单元42中算出的噪声功率相比较，对数值大的一方乘以固定的常数所得到的值作为阈值602，在该状态下，将直到所持功率大于此阀值602的路径的范围设为信道的延迟量也可以。
这样，在本实施例中，根据信道状态等通信条件选择要利用的频率偏移的推算值，进而根据所选择的频率偏移的推算值，来校正接接收号的频率偏移引起的失真。这种方法在存在多路径码间干扰的通信环境下也能实现良好的通信质量。
再有，在本实施例中，在各个频率偏移推算单元，实际上进行了式(2)和式(4)的计算，但不限于此，例如将计算结果置换成ROM表也能实现。
另外，在本实施例中，如上所述，使两个频率偏移推算单元都进行了工作，但不限于此，例如在推算方式选择单元33中所选择的第1频率偏移推算单元31和第2频率偏移推算单元32二者之中使其任何一方工作均可。
另外，推算方式判定单元43，仅从信道延迟推算值就能判断出所用频率偏移的推算值，反之，仅从噪声功率推算值也能判断出所用频率偏移的推算值。
另外，在推算方式选择单元33中，不限于根据上述信道状态，也可以根据所用频带来选择频率偏移推算值。通常，频率偏移量会与所用频带成比例地变大，例如，在利用高侧频带的场合下，使用第1频率偏移推算单元31输出的频率偏移推算值；在利用低侧频带的场合下，要使用第2频率偏移推算单元32输出的频率偏移推算值。这是因为频率偏移引起的相位旋转量较大，(N32-N31)符号间隔间所生成的相位旋转量超过π时，第2频率偏移推算单元32就不能正确地推算频率偏移的缘故。
另外，在本实施例中，是由频率偏移校正值推算单元21进行式(1)～式(4)处理的，但不限于此，例如通过频率偏移校正值推算单元21对式(1)及式(3)进行处理，输出复数的频率偏移推算值，然后，频率偏移校正单元22再进行式(2)及式(4)的处理也可以。
实施例2
图7示出本发明的接收装置的实施例2的结构，进而言之，是实施例2的解调单元6的结构图。在图7中，51是平均化单元，52是频率偏移校正单元。此外，其他部分的结构因和先前说明的实施例1的图4一样，因而标以相同的符号而略去其说明。以下仅仅就本实施例中与上述实施例1不同的部分进行说明。
例如，在平均化单元51中，对上述的频率偏移校正值推算单元21输出的频率偏移校正值实施平均化。另外，频率偏移校正单元52根据平均化单元51输出的平均值，使用下列式(6)及式(7)校正接收信号。
f(m)＝f(m-1)+Δf(m-1)                        …(6)
r’(n)＝r(n)×[cos{n×f(m)}
        -j·sin{n×f(m)}]                    …(7)式中，Δf(m)是在第m帧的平均化单元51输出的频率偏移校正值，f(m)是在第m帧内频率偏移校正单元22用于校正接收信号的频率偏移校正值。
另外，在本实施例中，对于频率偏移校正单元52中未能校正的频率偏移成分，由频率偏移校正单元22进行接收信号的校正。另外，为了简化电路结构，也可采取省去频率偏移校正单元22的结构方式。
这样，在本实施例中，在取得与实施例1同样效果的同时，通过对多个帧内的频率偏移推算值的平均化，使更高精度的频率偏移推算成为可能，进而根据此推算值来校正频率偏移，从而实现更良好的通信品质。
再有，在本实施例中，是由频率偏移校正单元52进行频率偏移校正的。但不限于此，例如在这里不设频率偏移校正单元52，而代之以直接控制振荡器3的频率也可以。
另外，在本实施例中，频率偏移校正值推算单元21通过对式(1)和式(3)进行处理而输出复数的频率偏移推算值，然后，频率偏移校正单元22或频率偏移校正单元52也可对式(2)和式(4)进行处理。
实施例3
图8是本发明的接收装置的实施例3的结构图。图8中1a为接收装置、2a、...、2b为P(任意整数)套天线、3为振荡器、4a、...、4b为P个下变频单元、5a、...、5b为P个A/D变换单元、6a为解调单元而7为错码纠正单元。
此处就上述接收装置1a中主要部分的基本工作进行简要说明。在本发明的上述接收装置1a中，经P套天线2a、...、2b接收P个发送信号，首先，下变频单元4a、...、4b根据振荡器3产生的频率对收到的P个信号分别进行下变频。然后，A/D变换单元5a、...、5b对下变频后的P个模拟信号分别变换为数字信号(以下简称接收信号)，进而，解调单元6a用A/D变换后的P个接收信号进行解调处理(关于本发明的特征即解调单元6a的详细情况以后介绍)。最后，错码纠正单元7对解调后的信号进行去交错处理及解码处理等错码纠正处理。
以下，就接收装置1a内的解调单元6a的工作作详细说明。图9是实施例3的解调单元6a的结构图。图9中21a、...、21b为P个频率偏移校正值推算单元，22a、...、22b为P个频率偏移校正单元，23a为均衡器，24为合成单元。另外，上述各个频率偏移校正值推算单元的结构及工作情形与先前讲述的频率偏移校正值推算单元21一样，从而标以相同的符号而略去其说明。
在频率偏移校正值推算单元21a～21b中，分别接收与之对应的接收信号，分别进行与上述实施例1的频率偏移校正值推算单元21同样的处理，分别输出频率偏移校正值。在合成单元24中，接收从频率偏移校正值推算单元21a～21b输出的P个频率偏移校正值，然后算出这些校正值的平均值，将此平均值作为频率偏移的校正值而输出。
在频率偏移校正单元22a～22b中，分别接收与之对应的接收信号和上述平均值，分别执行与上述实施例1的频率偏移校正单元22同样的处理，分别进行频率偏移校正处理。最后，在均衡器23a中，接收校正后的P个接收信号，考虑频率选择性衰落等多路径带来的失真，进行解调，其解调结果输出给误码纠正单元7。另外，关于均衡器，与先前说明的实施例1所用的一样。
这样，在本实施例中  可以得到与实施例1同样效果的同时，例如因具有能够进行分集式接收的结构，从而能实现品质更好的通信。
再有，与上述实施例1一样，频率偏移校正值推算单元21a～21b在只对式(1)及式(3)进行处理的结构的情况下，在合成单元24中计算P个复数的频率偏移推算值的总和，该总和作为公共的复数频率偏移推算值而输出。从而，在频率偏移校正单元22a～22b中，分别接收相对应的接收信号与上述总和，与上述实施例1一样，分别进行式(2)及式(4)的处理。
实施例4
图10示出本发明的接收装置的实施例4的结构，进而言之，也是实施例4的解调单元6a的结构图。在图10中，51是平均化单元，52a、...、52b是频率偏移校正单元。此外，其他部分的结构因与先前说明的实施例3的图9一样，故标以相同的符号而略去其说明。以下，仅就本实施例中与上述实施例3不同的部分进行说明。
例如，在平均化单元51中，对上述合成单元24输出的频率偏移校正值实施平均化。另外，在P个频率偏移校正单元52a、...、52b中，根据平均化单元51输出的共同的校正值，分别使用上述的式(6)和式(7)校正接收信号。
另外，在本实施例中，对于频率偏移校正单元52a、...、52b未能校正的频率偏移成分，由频率偏移校正单元22a、...、22b进行接收信号的校正。另外，为了简化电路结构也可采取省去频率偏移校正单元22a、...、22b的结构方式。
这样，在本实施例中  可以得到与实施例3同样的分集式接收的效果的同时，通过在多个帧内进行频率偏移推算值的平均化，而使更高精度的频率偏移推算成为可能，以此推算值为基础校正频率偏移，进而能实现品质更好的通信。
如上所述，按本发明可获得如下效果：根据信道状态等通信条件选择要利用的频率偏移推算值，进而根据所选频率偏移推算值来校正接收信号中的频率偏移所引起的失真，即使在存在多路径码间干扰的通信环境下也能实现良好的通信品质。
按下述发明可获得如下效果：通过对多个帧内的频率偏移推算值的平均化，而使更高精度的频率偏移推算成为可能，进而根据此推算值来校正频率偏移，从而实现更好的通信品质。
按下述发明可获得如下效果：通过对多个帧内的频率偏移推算值的平均化，而使更高精度的频率偏移推算成为可能，进而根据此推算值直接控制振荡器，从而实现更好的通信品质。
按下述发明可获得如下效果：通过采取省去频率偏移校正装置的结构，可以实现比现有接收装置具有更好的通信品质，进而能使电路结构简化。
按下述发明可获得如下效果：根据信道状态等通信条件选择要利用的频率偏移推算值，再加上根据所选频率偏移推算值来校正频率偏移所引起的失真的结构，进而再配备可进行分集式接收的结构，从而实现品质良好的通信。
按下述发明可获得如下效果：通过对多个帧内的频率偏移推算值的平均化，而推算出更高精度的频率偏移，加上根据此推算值来校正频率偏移的结构，配备可进行分集式接收的结构，进而实现品质良好的通信。
按下述发明可获得如下效果：通过对多个帧内的频率偏移推算值的平均化，而推算出更高精度的频率偏移，加上根据此推算值直接控制振荡器的结构，配备可进行分集式接收的结构，进而实现品质良好的通信。
按下述发明可获得如下效果：通过采取省去频率偏移校正装置的结构的同时，配备可进行分集式接收的结构，这样可以实现比现有接收装置具有更好的通信品质，进而使电路结构简化。
按下述发明可获得如下效果：后续的频率偏移校正装置能够根据推算值切换装置输出的校正值，正确校正接收信号，因而经后面的均衡器能大幅度地提高解调精度。
按下述发明可获得如下效果：例如根据信道延迟推算值与两个固定模式间的长度进行比较的结果、或者根据噪声功率的推算值与某特定的阈值(功率)进行比较的结果，来选择第1频率偏移推算装置输出的频率偏移推算值或第2频率偏移推算装置输出的频率偏移推算值二者之一。借此能大幅度地提高频率偏移推算精度，因而能正确地校正频率偏移。
按下述发明可获得如下效果：例如根据信道延迟推算值与两个固定模式间的长度进行比较的结果，来选择第1频率偏移推算装置输出的频率偏移推算值或第2频率偏移推算装置输出的频率偏移推算值二者之一。借此能大幅度地提高频率偏移推算精度，因而能正确地校正频率偏移。
按下述发明可获得如下效果：能够根据到来路径的功率来设置明确的判定基准(阈值)，进而能知道正确的延迟量，因而推算值选择装置能够容易而且高精度地实施推算值切换装置的切换控制。
按下述发明可获得如下效果：能够根据噪声功率来设置明确的判定基准(阈值)，进而能知道正确的延迟量，因而推算值选择装置能够容易而且高精度地实施推算值切换装置的切换控制。
按下述发明可获得如下效果：能够根据到来路径的功率或噪声功率来设置明确的判定基准(阈值)，进而能知道正确的延迟量，因而推算值选择装置能够容易而且高精度地实施推算值切换装置的切换控制。
利用于产业上的可能性
如上所述，如采用本发明的无线通信接收装置，则具有频率偏移校正功能是有用的技术，适用于具备这类功能的汽车电话、移动电话和无绳电话等无线通信接收装置。

Claims (14)

1.一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，将利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为正式的频率偏移校正值输出的频率偏移校正值推算装置；
根据所述校正值校正接收信号频率偏移的频率偏移校正装置；以及
接收所述校正后的接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
2.如权利要求1中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
还包括使所述频率偏移校正值推算装置输出的频率偏移校正值平均的平均化装置；以及
将所述平均化结果反馈，来校正后续接收信号的频率偏移的反馈校正装置，
对于用所述反馈校正装置未能校正的频率偏移成分，由所述频率偏移校正装置进行校正。
3.如权利要求1中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
还包括使所述频率偏移校正值推算装置输出的频率偏移校正值平均的平均化装置，
根据所述平均化结果，通过直接控制接收侧的振荡器来校正后续接收信号的频率偏移，
另外，对于用所述振荡器未能校正的频率偏移成分由所述频率偏移校正装置进行校正。
4.一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，将利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为正式的频率偏移校正值输出的频率偏移校正值推算装置；
对用所述频率偏移校正值推算装置算出的校正值进行平均化的平均化装置；
将所述平均化结果反馈，校正后续接收信号的频率偏移的反馈校正装置；以及
接收所述校正后的接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
5.一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，将利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为频率偏移校正值输出的至少2个系统的频率偏移校正值推算装置；
对所述至少2个校正值进行平均化，其平均化结果作为各系统共同的频率偏移校正值输出的合成装置；
根据所述共同的校正值校正接收信号的频率偏移的至少2个系统的频率偏移校正装置；以及
接收所述校正后的至少2个接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
6.如权利要求5中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
还包括使所述合成装置输出的频率偏移校正值进行平均化的平均化装置；
将所述平均化结果反馈，校正后续接收信号的频率偏移的至少2个系统的反馈校正装置，
对于用所述至少2个系统的反馈校正装置未能校正的各个对应频率偏移成分，由所述至少2个系统的频率偏移校正装置进行校正。
7.如权利要求5中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
还包括使所述合成装置输出的频率偏移校正值进行平均化的平均化装置；
根据所述平均化结果，直接控制接收侧的振荡器来校正后续接收信号的频率偏移；
对于用所述振荡器未能校正的各个对应频率偏移成分，由所述至少2个系统的频率偏移校正装置进行校正。
8.一种无线通信接收装置，其特征在于，包括：
从发送侧在发送帧格式中配置在预定的位置上，接收含有通过以预定的多个数据被预定的轮流排列形成的固定模式的信号，然后根据信道状态，选择用于频率偏移推算处理的固定模式的组合，利用该固定模式的组合算出的频率偏移推算结果，作为频率偏移校正值输出的至少2个系统的频率偏移校正值推算装置；
对所述至少2个校正值进行平均化，其平均化结果作为各系统共同的频率偏移校正值输出的合成装置；
对利用所述合成装置算出的校正值进行平均化的平均化装置；
将所述平均化结果反馈，校正后续接收信号的频率偏移的至少2个系统的反馈校正装置；以及
接收所述校正后的至少2个接收信号，考虑多路径引起的失真解调该接收信号的均衡装置；
所述频率偏移校正值推算装置具有：供给所述信号的推算值选择装置，和分别供给所述信号的第1偏移推算装置，和第2偏移推算装置，及根据所述推算值选择装置的选择结果选择性地切换第1偏移推算装置输出和第2推算值选择装置输出的校正值切换装置。
9.如权利要求1中所述的无线通信接收装置，其特征在于，
所述频率偏移校正值推算装置包括：
通过使用在发送帧格式中不同位置上配置的同一固定模式，求这些时间差之间产生的相位旋转量角度推算值，推算接接收号频率偏移的第1频率偏移推算装置；
除了使用用于所述第1频率偏移推算装置的固定模式以外，还使用在发送帧格式中不同的位置上配置的同一固定模式，通过求出这些时间差之间产生的相位旋转量角度推算值，推算接接收号频率偏移的第2频率偏移推算装置；
根据信道状态，选择其中某一频率偏移推算值的推算值选择装置；以及
根据所述选择结果，切换所述推算值输出的校正值切换装置。
10.如权利要求9中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
所述推算值选择装置包括：
利用在接收信号中所含的训练信号推算信道延迟量的信道延迟推算装置；
利用在接收信号中所含的训练信号推算噪声功率的噪声功率信推算装置；以及
还有推算值判定装置，根据所述信道延迟的推算值和所述噪声功率的推算值，为了在两种情况下选择所述第1偏移推算装置的推算值进行判定，其一情况是所述信道延迟推算值比设置于包括在所述发送帧格式中的信息信号外侧的同一固定模式之间的长度要大，或其二情况是噪声功率推算值比预定的阈值大。
11.如权利要要求9中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
所述推算值选择装置包括：
利用在接收信号中所含的训练信号推算信道延迟量的信道延迟推算装置；以及
还有推算值判定装置，根据所述信道延迟的推算值，为了在两种情况下选择所述第1偏移推算装置的推算值进行判定，其一情况是所述信道延迟推算值比设置于包括在所述发送帧格式中的信息信号外侧的同一固定模式之间的长度要大，或其二情况是噪声功率推算值比预定的阈值大。
12.如权利要求10中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
所述信道延迟推算装置按到来路径单位推算功率，还有，对包括从直接到来的路径和延迟时间最慢的路径的多个路径功率之和进行预定的运算，计算阈值，包括具有比该阈值大的功率的路径的范围作为信道延迟推算值。
13.如权利要求10中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
所述信道延迟推算装置按到来路径单位推算功率，还有，对用所述噪声功率推算装置进行计算的噪声功率进行预定的运算，计算阈值，包括具有比该阈值大的功率的路径的范围作为信道延迟推算值。
14.如权利要求10中所述的无线通信接收装置，其特征在于：
所述信道延迟推算装置按到来路径单位推算功率，还有，对包括从直接到来的路径和延迟时间最慢的路径的多个路径功率之和进行预定的运算，或根据所述噪声功率计算阈值，包括具有比该阈值大的功率的路径的范围作为信道延迟推算值。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101473618B (zh) * 2006-06-20 2012-12-05 Nxp股份有限公司 估计载波频率偏移的方法和设备

Families Citing this family (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0124952D0 (en) * 2001-10-17 2001-12-05 Nokia Corp A receiver and a receiving method
US7333573B2 (en) 2002-08-23 2008-02-19 Hitachi Kokusai Electric Inc. Radio communication apparatus and method having automatic frequency control function
US7359711B2 (en) * 2002-10-31 2008-04-15 Siemens Communications, Inc. Methods and apparatus for improving accuracy of radio timing measurements
US20040087277A1 (en) * 2002-10-31 2004-05-06 Siemens Information And Communication Mobile Llc. Method and apparatus for improving accuracy of radio timing measurements
US6882694B2 (en) * 2002-12-31 2005-04-19 Nokia Corporation Apparatus, and associated method, for estimating frequency offset of a data symbol communicated in a communication system
US7177609B1 (en) * 2003-05-16 2007-02-13 National Semiconductor Corporation Chopper-direct-conversion (CDC) radio architecture
JP4346465B2 (ja) * 2003-09-29 2009-10-21 三洋電機株式会社 受信方法および装置
CN1754363A (zh) * 2004-04-28 2006-03-29 三菱电机株式会社 自动频率控制电路以及自动频率控制方法
DE102004052898B4 (de) * 2004-11-02 2009-10-29 Infineon Technologies Ag Kompensation des Trägerfrequenz-Offsets in einer für mehrere Modulationsarten ausgelegten Empfangsvorrichtung eines mobilen Kommunikationssystems
JP4338624B2 (ja) * 2004-12-07 2009-10-07 三洋電機株式会社 周波数オフセット推定方法およびそれを利用した周波数オフセット補正装置
DE602005010574D1 (de) * 2005-08-12 2008-12-04 St Microelectronics Belgium Nv Empfänger mit zweistufiger Kompensation der Frequenzverschiebung für ein M-stufiges phasenmoduliertes Signal
JP5045440B2 (ja) * 2005-09-07 2012-10-10 日本電気株式会社 データ伝送システム
US8155600B2 (en) * 2007-12-03 2012-04-10 Texas Instruments Incorporated Digital communication using an inexpensive reference crystal
US8738486B2 (en) * 2007-12-31 2014-05-27 Mastercard International Incorporated Methods and apparatus for implementing an ensemble merchant prediction system
WO2009093579A1 (ja) * 2008-01-21 2009-07-30 Nec Corporation 通信装置、通信システム、制御方法及び制御プログラム
KR101278031B1 (ko) * 2008-12-22 2013-06-21 한국전자통신연구원 병렬 자동 주파수 오프셋 추정장치 및 방법
JP5159673B2 (ja) * 2009-03-09 2013-03-06 三菱電機株式会社 変調方式推定装置
US8265184B2 (en) 2009-11-18 2012-09-11 Wi-Lan, Inc. Digital communications receiver and method of estimating residual carrier frequency offset in a received signal
US8437432B2 (en) * 2010-03-22 2013-05-07 DecaWave, Ltd. Receiver for use in an ultra-wideband communication system
US8682251B2 (en) * 2011-03-21 2014-03-25 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Apparatus and methods for estimation of a subchannel power imbalance ratio (SCPIR)
US8723553B1 (en) * 2013-02-22 2014-05-13 Qualcomm Incorporated Systems and methods for performing frequency offset estimation
US9154337B2 (en) * 2013-03-15 2015-10-06 Acorn Technologies, Inc. Non-linear time domain channel estimation in OFDM systems
US9629110B2 (en) * 2013-04-03 2017-04-18 Keysight Technologies Singapore (Holdings) Pte. Ltd. Wireless communication apparatus and method performing signal scanning to determine the strongest signal useable for stabilizing a local oscillator
US10521866B2 (en) 2013-10-15 2019-12-31 Mastercard International Incorporated Systems and methods for associating related merchants
CN104808039B (zh) * 2015-04-28 2018-08-28 深圳市共进电子股份有限公司 一种电子设备的自动校正系统及方法
DE102017207604B4 (de) * 2017-05-05 2019-11-28 Conti Temic Microelectronic Gmbh Radarsystem mit Überwachung der Frequenzmodulation einer Folge von gleichartigen Sendesignalen

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07123125A (ja) 1993-10-21 1995-05-12 Kokusai Electric Co Ltd 自動周波数制御回路
FI96257C (fi) * 1994-04-13 1996-05-27 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä radiotaajuisen signaalin vaihevirheen määrittämiseksi, sekä vastaanotin
JP3404436B2 (ja) 1994-11-16 2003-05-06 株式会社日立国際電気 変調波信号の自動周波数制御方法
JP3467888B2 (ja) 1995-02-08 2003-11-17 三菱電機株式会社 受信装置及び送受信装置
JP3789157B2 (ja) 1996-03-05 2006-06-21 三菱電機株式会社 周波数誤差推定装置
JP2959498B2 (ja) 1996-11-27 1999-10-06 日本電気株式会社 自動周波数制御回路
IL120210A (en) * 1997-02-13 1999-12-31 Dspc Tech Ltd Synchronization system and method for digital communication systems
AU723679B2 (en) * 1997-03-04 2000-08-31 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Receiver with a frequency offset correcting function
US6058150A (en) * 1997-09-30 2000-05-02 Wireless Access, Inc. Method and apparatus for combined timing recovery, frame synchronization and frequency offset correction in a receiver
JP3683733B2 (ja) 1999-02-19 2005-08-17 三菱電機株式会社 Ｃｄｍａ受信機
JP3859903B2 (ja) * 1999-06-10 2006-12-20 三菱電機株式会社 周波数誤差推定装置およびその方法

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101473618B (zh) * 2006-06-20 2012-12-05 Nxp股份有限公司 估计载波频率偏移的方法和设备

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Publication number Publication date
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