CN1697335A - 连续波滤除系统 - Google Patents

Abstract

一种在通信系统中存在CW干扰时接收所传输信号的方法，通过比较根据接收信号的采样而进行的检测器阀值计算来确定接收信号中编码的存在。这种系统包括但不限于那些采用序列概率比测试的系统。本方法包括如下步骤：在第一采样时间获得接收信号的第一输入采样；在第二采样时间获得接收信号的第二输入采样；比较第一和第二采样以提供输入采样比较；重复上述步骤以提供多个输入采样比较；根据这多个输入采样比较调节检测器阀值。CW信号可以与用于捕获目的短码高度相关。因此，在CDMA系统中，如果接收信号包含有CW信号，则CW信号和用于捕获的短码之间的高度相关性会导致错误警报。为了防止这种情况，如果在接收到的CDMA信号中存在CW信号，建议使用下面的算法来消除CW。

Description

连续波滤除系统

技术领域

本发明涉及码分多址(CDMA)通信系统，特别涉及用于对带有连续波(CW)干扰的通信环境中的短码进行精确检测的系统。

背景技术

在过去的十年中，随着无线通信系统应用的急速增长，可用于这种系统的RF频谱已经变成一种稀缺资源。使用CDMA技术的无线通信系统可以容纳比传统时分多址(TDMA)和频分多址(FDMA)系统更多的用户，从而可以充分利用可用的频谱。

在CDMA系统中，所有的用户单元使用相同的频谱部分进行通信。通常，对于每一个地理区域，一个信号基站为多个用户单元提供服务。每个用户单元内的基带数据信号乘以叫作扩频码的伪随机码序列，它比数据具有更高的传输率。于是，数据信号扩展到整个可用带宽。通过为每个通信链路分配唯一的扩频码来区分各个用户单元通信。

有时，在CDMA系统中发送比通常的扩频码短的编码也有用处。不使用一个非常长的扩频码，而是使用短很多的编码并多次重复。使用短码优于使用长码，因为可以快速地对短码进行检测。然而，使用短码有一个固有的缺点，由于重复短码很多次，它比长码更少随机性。当使用短码时，由于重复的短码可以与CW干扰相关，当出现连续波(CW)干扰时，现有的检测算法可能会产生更多的捕获错误。

当短码和CW干扰之间存在相关时，就会出现捕获错误，基站中的短码检测器的错误输出可以持续一段与短码存在的时间相同长度的时间。例如，在现有的短码系统中，短码有195个码片，它以15兆赫的速度发送，以3毫秒的周期重复。在3毫秒周期结束时，一个新的短码以相同的方式发送。在这样的系统中，检测器输出可能响应于CW干扰出现时的捕获错误而在3毫秒周期的剩余时间内锁定。

我们知道，在使用CDMA的通信系统中，基站接收机使用各种检测来确定用户单元所发送的短码。一种已知的测试技术是序列概率比测试(SPRT)检测算法。在SPRT检测算法这样的检测算法中，CW干扰出现时会出现检测错误，虽然在其它环境下SPRT检测算法对于滤去噪声很有效果。

在SPRT检测算法中，在获得每一个输入采样后，要计算和调节似然比。重复调节导致当短码出现时似然比增加，而短码不出现时似然比降低。当似然比增加并达到预先设定的阈值时，便检测到出现了短码。当似然比处于接受和拒绝阈值之间，进行进一步的采样并进一步调节似然比直到达到阈值。于是，当CW错误地导致似然比增加并超过可接受值时，在SPRT检测算法中会出现检测错误。

因此，需要提供一种用于防止CW干扰出现时的短码检测错误，同时不限制系统中可用编码的数量的方法。

发明内容

本发明提出了一种用于在通信系统中出现CW干扰时接收所发送信号的方法，通过比较检测器的输出与根据接收信号的采样而计算的阀值来确定在接收信号中是否出现了短码。这种系统包括但不限于那些采用序列概率比测试检测算法的系统。这种方法包括在第一采样时间获得接收信号的第一输入功率值，在第二采样时间获得接收信号的第二输入功率值。比较第一和第二功率值以提供输入采样比较并重复上述步骤，以提供多个输入采样比较。根据这多个采样比较调节检测器阀值。

附图说明

图1示意地显示了本发明的CW滤除系统；

图2显示了在图1的系统中获得的采样与施加到图1系统输入中的CW干扰之间的关系图；

图3示意地显示了用于CW滤除的另一种系统。

优选实施例详述

由以下详细说明，结合附图，可以更清楚地理解本发明的特征、目的和优点，附图中相同的标号代表相同的组件。

现在参照图1，其中显示了一个RAKE解扩器系统10。RAKE解扩器系统10包括RAKE 16和辅助(AUX)RAKE 18。RAKE 16计算输入信号和本地产生的短伪随机码(下文中称为“短码”)之间的相关值。AUX RAKE 18计算输入信号和本地产生的长伪随机码(下文中称为“长码”)之间的相关值。虽然为了简化，RAKE 16和AUX RAKE18每个显示了一个解扩器输出，但是本领域的技术人员知道，RAKE 16和AUX RAKE 18可以具有多个解扩器，根据本发明，每个解扩器为不同的时间采样提供输出。

RAKE 16提供一个或多个复数采样，这些采样由电路14a，...，14n转换为功率幅值P_ij。这里需要注意的是，电路14a，...，14n和相关的解扩器装置可以在具有N个解扩器/滤波器的系统中重复N次。得到第j个RAKE滤波器的时间i的采样功率值。第j个RAKE滤波器的时间i的采样功率值表示为P_i，j，其中j＝1...N，N是在RAKE内的滤波器的总数目。本领域的技术人员知道，单元14a，...，14n可以利用幅值函数或平方函数来生成P_i，j的幅值。功率值P_i，j表示相应于短码中码元周期的功率测定值。码元周期是发送一个信息比特所需的周期，其中的比特由随伪随机码进行扩频。AUX RAKE 18提供由单元20转换为功率值P_A，i，j的复数采样。同样的，对于具有N个解扩器/滤波器的系统，单元20和相关的解扩器装置可以重复，在此显示为单元20a，...，20N。输出采样值P_A，ij表示相应于码元周期的功率测定值。

当RAKE解扩器系统10的输入是随机的时，从RAKE 16中得到的采样值P_i，j和时间P_i-1，j内的先前采样值之间的关系是随机的。然而，当输入信号包含与利用RAKE解扩器系统10检测到的短码相关的噪声时，P_i，j和P_i-1，j是相互关联的。于是，采样P_i，j和P_i-1，j对与短码相关的RAKE解扩器系统10的输入中的CW干扰量敏感。

当RAKE解扩器系统10的输入是随机的时，从AUX RAKE 18中得到的采样值P_A，i，j和时间P_A，i-1，j内的先前采样值之间的关系是随机的。然而，AUX RAKE 18与使用RAKE解扩器系统10检测到的短码没有关系。AUX RAKE 18使用与CW干扰无关的长伪随机码。因此，在AUX RAKE 18的输出中采集的两个连续采样相互没有关联。于是，在CW干扰出现时AUX RAKE 18提供基本上代表背景噪声的输出。从RAKE 16中得到的采样值与从AUX RAKE 18中得到的采样值的关系可以用作RAKE解扩器系统10的输入中CW干扰量的测量。

由此，根据本发明，在每个采样时间i，测定RAKE 16的输出中P_i，j-P_i-1，j的值。P_i，j-P_i-1，j的值可以由RAKE解扩器系统10的延迟器22和加法器24或本领域的技术人员所知的其它方法确定。

通过得到P_i，j和P_i-1，j的差值并将差值通过低通滤波器26来找出连续的输入值P_i，j和P_i-1，j的相关度(b_r)。在一个实施例中，低通滤波器26会被平均例程影响，所述的平均例程累加连续的P_i，j-P_i-1，j结果，并除以相加项的数目。在这个实施例中，用于确定b_R的采样周期的预定数目是K，平均差值b_R由如下公式表示：

$b_R=(\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{i,j-k}-P_{i-1,j-k})/K$ 公式1

当RAKE 16的输入信号只是背景噪声，并且采样值P_i，j和P_i-1，j相互具有随机关系时，b_R将会为一个小值。由于在随机关系的情况下，连续的P_i，j之间的差值不相关，于是当连续的P_i，j值相关时，b_R可以提供从RAKE 16中得到的采样P_i，j的相关度的测量。

同样的，在每一个采样周期i中，确定AUX RAKE 18的输出中P_A,i,j-P_A，i-1，j的差值。P_A，i，j-P_A，i-1，j的差值可以由延迟器28和加法器30或其它本领域的技术人员已知的方法获得。

得到P_A，i，j和P_A，i-1，j的差值，并将差值通过低通滤波器32，从而找出连续的P_A，i，j和P_A，i-1，j之间的相关度。在一个实施例中，低通滤波器32会被平均例程影响，所述的平均例程累加连续的P_A，i，j-P_A，i-1，j结果，并把和值除以相加项的数目。P_A，i-P_A，i-1的值可以利用低通滤波器32在预定数目的采样周期上进行平均，以生成平均差值b_AR。平均差值b_AR提供由AUX RAKE 18得到的背景噪声量的测量，其中采样的预定数目等于K，如下表示：

$b_{\mathrm{AR}}=(\underset{k=0}{\overset{K-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{A,i,j-k}-P_{A,i-1,j-k})/K$ 公式2

如图1所示，b_R和b_AR的绝对值在单元34中计算，并且这些绝对值在38中与阀值R_T进行比较。这个值Offset_CW用于调节序列概率比测试之类的检测算法44中的检测阀值42。输入信号中CW干扰的出现可以使Offset_CW具有正值，当它增加到SPRT检测阀值时，将会使阀值与CW干扰量成比例地增加。把检测阀值提高与CW干扰程度相关的量，确保了CW干扰不会引起短码的检测错误。本领域的技术人员会意识到，在用户单元功率不断向上调节直到基站获取这个单元的系统中，在CW干扰出现时增加SPRT检测阀值会导致用户单元不断增强自己的信号功率，直到基站能够获得合适的短码。在本发明的另一个实施例中，Offset_CW用于向下调节SPRT似然比。这与向上调节检测阀值具有相同的效果。

现在参照图2，显示了比率R＝b_R/b_AR的图形表示50。图形表示50表明了比率R和CW干扰对施加给RAKE解扩器系统10的输入信号的背景噪声的比率之间的关系。不存在CW干扰和b_R＝b_AR时，比率R达到它的最小值1。在这种情况下，不会出现与具有大的不平衡性的编码相关的检测错误问题。当CW干扰随着背景噪声增加时，比率R与CW干扰量成比例增加。在本发明的另一个实施例中，可以计算比率R，并建立起了两种情况之间的阀值R_T。只有当R的值大于阀值R_T时，SPRT和类似检测方法的检测阀值才由Offset_CW调节。

图3显示了一个可选实施例。多个RAKE相关器50a...50N接收包含CW信号的CDMA信号。复数信号转换为功率幅值P_ij，其中i表示时间采样，j表示RAKE相关器50a，...，50N。在单元60处确定最大功率采样MAX(P_i，j)，并且在单元70上去除。

P_i，j的平均值avg(P_i)通过平均P_i，j的N-1个值得到。即：

$\mathrm{avg}\left(P_i\right)=1/(N-1)\underset{j=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{i,j}$ 公式3

请注意，没有使用最大的P_i，j值，因为它可能包含CW干扰之外的信号。在单元80内进行avg(P_i)的计算。

对于第j个RAKE滤波器，在时间i内得到的功率采样P_i，j和在时间i-1内先前得到的功率采样P_i-1，j之间的差的绝对值表示为a_i，j。首先，延迟器55a...50N应用于每个P_i，j。功率采样P_i和P_i-1，j之间的差值的绝对值a_i在单元57a...57N中确定。最大值MAX(a_i，j)在单元58处去除。

a_i，j的平均值avg(a_i)通过平均在单元59和82内的相同的N-1个RAKE滤波器50a，...，50N得到。即：

$\mathrm{avg}\left(a_i\right)=1/(n-1)\underset{j=i}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{i,j}$ 公式4

然后，为了找出由于在CDMA信号中出现CW干扰而应起的偏移量，在加法器84内比较avg(P_i)和avg(a_i)。这一项由offset_CW表示，并和与图1的实施例类似地应用于阀值42。

以上优选实施例的说明是为了使本领域的技术人员能够实施和利用本发明。对于本领域技术人员，很显然可以对这些实施例进行各种修改，这里限定的普遍原理可以无需创造性地应用于其它实施例。因此，本发明不限于所述的实施例，而是包括由所公开的原理和特征所限定的最宽范围。

Claims (5)

1.一种在码分多址通信系统中接收传输信号的基站，所述的通信系统具有一检测阈值，所述检测阈值用于在存在连续波干扰时检测接收信号的编码，所述的基站包含：

一第一滤波器，用于分别在一第一采样时间与一第二采样时间时获得一第一输入采样与一第二输入采样；

一第二滤波器，用于分别在所述第一采样时间与所述第二采样时间时获得一第三输入采样与一第四输入采样；

一第一相关器，用于产生所述第一输入采样与所述第二输入采样间的一相关度；

一第二相关器，用于产生所述第三输入采样与所述第四输入采样间的一辅助相关度；

一比较器，用于比较所述的相关度与所述的辅助相关度；以及

一调节装置，用于响应比较结果而调节所述的检测阈值。

2.如权利要求1所述的基站，其中所述的相关度与所述的辅助相关度分别与所述接收信号中的连续波干扰量与背景噪声量相关。

3.如权利要求1所述的基站，其中产生多个相关度且将该等相关度加以平均，藉以所述的平均相关度与接收信号中的连续波干扰量相关。

4.如权利要求3所述的基站，其中产生多个辅助相关度且将该等辅助相关度加以平均，藉以所述的平均辅助相关度与所述接收信号中的背景噪声量相关。

5.如权利要求4所述的基站，其中对所述的平均相关度与辅助平均相关度进行除法运算，且所述比较器对经除法运算的所述相关度与一预定比值的阈值进行比较，并产生一个与经除法运算的所述相关度与所述预定比值的阈值间的差异量相关的偏移。

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