CN1688078A - 低浪涌过载电流的电源电子开关 - Google Patents

Abstract

在供电系统中，某支路的负载发生强过载甚至短路时，可能会出现大的浪涌电流。这将影响供电系统中其它支路负载的正常工作，也将损害过载负载的肌体，甚至损害电源开关器件。用低浪涌过载电流的电源电子开关进行继电控制，则可以防止因为负载发生过载而产生的灾难性后果。为了克服电子开关器件的抗过载能力差，在低浪涌过载电流的电源电子开关中，用缩短开、关状态转换时间的方法，使过载电流的最大浪涌值，降到安全值以下。

Description

低浪涌过载电流的电源电子开关

本发明所属的技术领域是电子装置。更具体地说，本发明涉及一种能够将负载快速地联接到电源上或从电源上断开的一种电子开关器。

本发明的背景技术。在对电子、电器等装置进行探索性科学实验中，为了避免大的损失，当负载发生过载时，人们往往快速地切断其动力电源。对电源进行快速地继电控制，若机械式继电器不能满足要求时，就应选用电子开关器。

为降低电子开关的损耗，需要将电子开关置于深度饱和状态。这就带来一个问题：不管使电子开关导通的激励强度有多大，只要该电子开关处于饱和状态，其呈现的导通电阻必然很小。对此，如果不采取特殊的措施，一旦输出短路或强过载，就会在相应的电源支路中产生很大的浪涌电流，该电流将在瞬间摧毁电子开关器。

为了能对较高的电压源和较大的电流进行继电控制，在本发明中，用IGBT管充当电子开关器的主要元件。这类绝缘栅型的器件有一个重要的特征，当负载发生强过载时，其集电极和发射极间的电压将急剧增加，IGBT管的栅极电压在其内部通道的作用下也随之上升，最终使其集电极电流大幅度攀升；这一结果，不仅没有实现保护的目的，反而会增加损失。

为降低浪涌的过载电流，实现安全、可靠地继电控制，首先要采用超前的反馈技术。由于IGBT管的集——射间的端电压，超前于负载电流，所以用检测IGBT管的集——射间端电压的方式，判断其是否过载，提前决定IGBT端的工作状态，可以降低浪涌的过载电流。其次要缩短IGBT管状态转换的时间。当IGBT管的集——射间端电压急剧增加时，快速、大量地释放IGBT管的栅极电荷，使IGBT管的栅极电压不仅没有上升，反而迅速下降，从而大幅度降低浪涌的过载电流。

本发明的目的是研制一个能够在供电系统中快速切断过载的局部负载，减少过载负载的损失、保证供电系统的安全和使其它负载的运行状态不受影响。

本发明的技术方案分为直流电源电子开关和交流电源电子开关两大类。由于本发明的工作原理与供电系统的主电源和负载密切相关，为阐述方便，以后不再明确区分它们归属。下面结合实施例和附图介绍这两种技术方案的细节。在附图中：

图1是低浪涌过载电流的电源电子开关的基本方块图；

图2是直流电源电子开关的电原理图；

图3是交流电源电子开关的等效原理图。

低浪涌过载电流的电源电子开关，包括辅助电源1、复位检测2、电子开关5、主电源6和负载7等部件，其特征在于，辅助电源1的第1个输出端子联接复位检测2和快速的双稳态驱动器4的电源输入端，辅助电源1的第2个输出端子接信号地，辅助电源1输出稳定的直流低电压，为复位检测2和快速的双稳态驱动器4提供工作电源；复位检测2的输出端联接快速的双稳态驱动器4的状态控制端和过载检测3的输出端；快速的双稳态驱动器4的第1个输出端子联接电子开关5的第1个控制端子，快速的双稳态驱动器4的第2个输出端子联接电子开关5的第2个控制端子和信号地；电子开关5的第1个开关端子联接主电源6的第1个端子和过载检测3的输入端，电子开关5的第2个开关端子联接负载7的第1个端子和信号地，主电源6的第2个端子联接负载7的第2个端子和电源地；其工作原理是，复位检测2通过复位按钮接受复位指令后，其输出端将快速的双稳态驱动器4置为“1”状态，这一状态的输出电平使电子开关5饱和导通；电子开关5导通期间，主电源6通过电子开关5向负载7做功，过载检测3将检测到的电子开关5开关端的端电压，反馈给快速的双稳态驱动器4；快速的双稳态驱动器4把其状态控制端包含负载电流信息的信号电压与参考电压进行比较，一旦负载超过预定值时，快速的双稳态驱动器4的状态将迅速地转变为“0”状态，这一状态的输出电平使电子开关5截止，主电源6不再向负载7做功。

应用例1——直流电源电子开关。在直流电源供电系统中，把本发明用作电源电子开关时，上述的主电源6就是本实施例中的直流电源29。上述的电子开关5，就是本实施例中由IGBT管24和电阻23构成的组合电路；具体的技术方案是，IGBT管24的栅极联接电阻23的第1个端子其网络标号为G，作为电子开关5的第1个控制端子；IGBT管24的发射极联接电阻23的第2个端子和信号地，作为电子开关5的第2个控制端子；IGBT管24的集电极其网络标号为D，作为电子开关5的第1个开关端子；IGBT管24的发射极作为电子开关5的第2个开关端子。

以下将分部介绍各功能模块的详细内容。

(a)复位检测2产生良好的复位信号，可降低浪涌的过载电流。在本实施例中，复位检测2由按钮开关26，电阻25，电容27，集电极开路的缓冲器28等元件组成，具体的技术方案如下所述。

辅助电源1输出的直流正电压VCC联接按钮开关26中动断开关的第1个端子和电阻25的第1个端子，电阻25的第2个端子联接电容27的第1个端子和缓冲器28的输入端，电容27的第2个端子联接按钮开关26中动断开关的第2个端子和其中动合开关的第2个端子，按钮开关26中动合开关的第1个端子接信号地，缓冲器28的输出端其网络标号为B，作为复位检测2的输出端联接快速的双稳态驱动器4的状态控制端；其工作原理是，未按下按钮开关26时，电容27通过按钮开关26中的动断开关向电阻25放电，直至电容27的端电压降到零为止，缓冲器28的输出端为开路状态，对快速的双稳态驱动器4的工作状态没有影响；按下按钮开关26时，辅助电源1通过电阻25和按钮开关26中的动合开关向电容27充电，在电容27的端电压还未达到缓冲器28的阈电平时，缓冲器28的输出端为“0”电平，这将迫使快速的双稳态驱动器4呈“1”状态；当电容27的端电压超过缓冲器28的阈电平时，缓冲器28的输出端又呈开路状态。

(b)过载检测3通过检测电子开关5开关端的端电压，间接获得负载电流的信息；其特点是，过载信息超前于过载电流，这种结构可降低负载电流超过预定值时的最大浪涌值。在本实施例中，过载检测3由电阻13、14，电容15等元件组成，具体的技术方案如下所述。

电阻13的第1个端子联接电容15的第1个端子其网络标号为D，作为过载检测3的输入端联接电子开关5的第1个开关端子；电阻13的第2个端子联接电容15的第2个端子和电阻14的第1个端子其网络标号为B，作为过载检测3的输出端联接快速的双稳态驱动器4的状态控制端；电阻14的第2个端子接信号地；其工作原理是，一定的负载电流，流经电子开关5时，必然在其开关端产生一定的端电压，这一信息被电阻13、14分压后，送给快速的双稳态驱动器4进行处理；对于突变的强过载信号，电容15可改变电阻13、14确定的分压比，缩短快速的双稳态驱动器4的状态转换进程，降低浪涌的过载电流值。

(c)快速的双稳态驱动器4是降低过载电流最大浪涌值的关键部件，为实现快速动作，除了选用高频管外，还需采用简单、实用的电路结构。在本实施例中，快速的双稳态驱动器4由电阻8、11、12、19、20，二极管10、16、22，三极管9、17、18、21等元件组成，具体的技术方案如下所述。

辅助电源1输出的直流正电压VCC联接电阻8的第1个端子和三极管17的集电极以及电阻20的第1个端子；电阻8的第2个端子联接二极管10的正极和三极管9的集电极；三极管9的基极联接电阻11的第2个端子和电阻12的第1个端子；三极管9的发射极联接电阻12的第二个端子和信号地；二极管10的负极联接二极管16的负极和三极管18的基极其网络标号为B，作为快速的双稳态驱动器4的状态控制端联接复位检测2的输出端和过载检测3的输出端；电阻11的第1个端子联接三极管17的发射极和三极管18的集电极以及二极管22的正极其网络标号为G，作为快速的双稳态驱动器4的第1个输出端子联接电子开关5的第1个控制端子；三极管17的基极联接电阻20的第2个端子和二极管22的负极以及三极管21的集电极；三极管17和电阻20的组合，既能输出快速的驱动电压，又降低了辅助电源1的负载；二极管22，可在达林顿管18、21导通过程中，使降低三极管17的发射极电流和泄放IGBT管的栅极电荷同步进行，能进一步降低浪涌的过载电流；三极管18的发射极联接电阻19的第1个端子和三极管21的基极；用达林顿管实施强力的拉电流，能大幅度降低浪涌的过载电流；二极管16的正极联接电阻19的第2个端子和三极管21的发射极，作为快速的双稳态驱动器4的第2个输出端子联接电子开关5的第2个控制端子和信号地，二极管16可防止三极管18、21的发射结被反向击穿；其工作原理是，达林顿管18、21导通期间，三极管9、17都截止，IGBT管24因得不到驱动电压也截止，负载7与主电源6断开；由于二极管10导通，达林顿管18、21将持续导通，这一稳定的“0”状态，只能被复位检测2输出的复位脉冲翻转成“1”状态；达林顿管18、21截止期间，三极管9、17都导通，IGBT管24因得到驱动电压也导通，负载7与主电源6接通；由于二极管10截止，过载检测3开始发挥作用；快速的双稳态驱动器4这一稳定的“1”状态，只有当过载检测3输出的负载信号电压大于达林顿管18、21的阈电压时，才能被颠覆成“0”状态。

应用例2——交流电源电子开关。在交流电源供电系统中，把本发明用作电源电子开关时，上述的主电源6就是本实施例中的交流电源35。为简化整体的电路结构，上述的电子开关5，就是本实施例中由IGBT管24和电阻23以及整流二极管31、32、33、34构成的组合电路；具体的技术方案是，IGBT管24的栅极联接电阻23的第1个端子其网络标号为G作为电子开关5的第1个控制端子，IGBT管24的发射极联接电阻23的第2个端子和信号地作为电子开关5的第2个控制端子；IGBT管24的集电极联接整流二极管31和33的负极其网络标号为D，作为负载信息的反馈输出端联接过载检测3的输入端；IGBT管24的发射极联接整流二极管32和34的正极和信号地；整流二极管31的正极联接整流二极管32的负极，作为电子开关5的第2个开关端子联接负载7的第1个端子，整流二极管33的正极联接整流二极管34的负极，作为电子开关5的第1个开关端子联接主电源35的第一个端子；主电源35的第2个端子联接负载7的第2个端子和电源地；技术方案的其它部分包括工作原理，与应用例1——直流电源电子开关完全相同，这里不再赘述。

发明的优点：

在低浪涌过载电流的电源电子开关中，用多种缩短电子开关的开、关状态转换时间的方法，使过载电流的最大浪涌值，降到安全值以下。所以，用低浪涌过载电流的电源电子开关进行继电控制时，若某支路的负载发生强过载甚至短路，既不会影响供电系统中其它支路负载的正常工作，也能防止过载的负载产生灾难性后果，而且电子开关器件的安全得以保障。

实现发明的最好方式是利用集成电路技术，把本发明的核心部件——复位检测2和快速的双稳态驱动器4集成在一个芯片中。

Claims (3)

1.一种低浪涌过载电流的电源电子开关，包括辅助电源(1)、复位检测(2)、电子开关(5)、主电源(6)和负载(7)，其特征在于，辅助电源(1)的第1个输出端子联接复位检测(2)和快速的双稳态驱动器(4)的电源输入端，辅助电源(1)的第2个输出端子接信号地，辅助电源(1)输出稳定的直流低电压，为复位检测(2)和快速的双稳态驱动器(4)提供工作电源；复位检测(2)的输出端联接快速的双稳态驱动器(4)的状态控制端和过载检测(3)的输出端；快速的双稳态驱动器(4)的第1个输出端子联接电子开关(5)的第1个控制端子，快速的双稳态驱动器(4)的第2个输出端子联接电子开关(5)的第2个控制端子和信号地；电子开关(5)的第1个开关端子联接主电源(6)的第1个端子和过载检测(3)的输入端，电子开关(5)的第2个开关端子联接负载(7)的第1个端子和信号地，主电源(6)的第2个端子联接负载(7)的第2个端子和电源地；其工作原理是，复位检测(2)接受复位指令后，其输出端将快速的双稳态驱动器(4)置为“1”状态，使电子开关(5)饱和导通；电子开关(5)导通期间，主电源(6)通过电子开关(5)向负载(7)做功，过载检测(3)将检测到的电子开关(5)开关端的端电压，反馈给快速的双稳态驱动器(4)；快速的双稳态驱动器(4)把包含负载电流信息的信号电压与参考电压进行比较，一旦负载超过预定值时，快速的双稳态驱动器(4)的状态将迅速地转变为“0”状态，使电子开关(5)截止，主电源(6)不再向负载(7)做功。

2.如权利要求1中所述的一种低浪涌过载电流的电源电子开关，其中所说的过载检测(3)的特征在于，电阻(13)的第1个端子联接电容(15)的第1个端子其网络标号为D，作为过载检测(3)的输入端联接电子开关(5)的第1个开关端子；电阻(13)的第2个端子联接电容(15)的第2个端子和电阻(14)的第1个端子其网络标号为B，作为过载检测(3)的输出端联接快速的双稳态驱动器(4)的状态控制端；电阻(14)的第2个端子接信号地。

3.如权利要求1中所述的一种低浪涌过载电流的电源电子开关，其中所说的快速的双稳态驱动器(4)的特征在于，辅助电源(1)输出的直流正电压VCC联接电阻(8)的第1个端子和三极管(17)的集电极以及电阻(20)的第1个端子；电阻(8)的第2个端子联接二极管(10)的正极和三极管(9)的集电极；三极管(9)的基极联接电阻(11)的第2个端子和电阻(12)的第1个端子；三极管(9)的发射极联接电阻(12)的第二个端子和信号地；二极管(10)的负极联接二极管(16)的负极和三极管(18)的基极其网络标号为B，作为快速的双稳态驱动器(4)的状态控制端联接复位检测(2)的输出端和过载检测(3)的输出端；电阻(11)的第1个端子联接三极管(17)的发射极和三极管(18)的集电极以及二极管(22)的正极其网络标号为G，作为快速的双稳态驱动器(4)的第1个输出端子联接电子开关(5)的第1个控制端子；三极管(17)的基极联接电阻(20)的第2个端子和二极管(22)的负极以及三极管(21)的集电极；二极管(22)，可在达林顿管(18)、(21)导通过程中，使降低三极管(17)的发射极电流和泄放IGBT管的栅极电荷同步进行；三极管(18)的发射极联接电阻(19)的第1个端子和三极管(21)的基极；用达林顿管实施强力的拉电流，能大幅度降低浪涌的过载电流；二极管(16)的正极联接电阻(19)的第2个端子和三极管(21)的发射极，作为快速的双稳态驱动器(4)的第2个输出端子联接电子开关(5)的第2个控制端子和信号地，二极管(16)可防止三极管(18)、(21)的发射结被反向击穿；其工作原理是，达林顿管(18)、(21)导通期间，三极管(9)、(17)都截止，IGBT管(24)因得不到驱动电压也截止，负载(7)与主电源(6)断开；由于二极管(10)导通，达林顿管(18)、(21)将持续导通，这一稳定的“0”状态，只能被复位检测(2)输出的复位脉冲翻转成“1”状态；达林顿管(18)、(21)截止期间，三极管(9)、(17)都导通，IGBT管(24)因得到驱动电压也导通，负载(7)与主电源(6)接通；由于二极管(10)截止，过载检测(3)开始发挥作用；快速的双稳态驱动器(4)这一稳定的“1”状态，只有当过载检测(3)输出的负载信号电压大于达林顿管(18)、(21)的阈电压时，才能被颠覆成“0”状态。

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