CN1675825A - 放大器链的顺序dc偏移校正 - Google Patents

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Abstract

提供一种在射频接收机中使用的具有顺序DC偏移校正的放大器链。该放大器链至少具有串联连接的第一和第二放大级。该第一和第二放大级包括放大器以及与该放大器并联跨接的跟踪和保持电路。该跟踪和保持电路具有跟踪状态和保持状态。控制信号耦合到该第一和第二放大级的跟踪和保持电路。该控制信号配置为将该跟踪和保持电路设置为跟踪状态，该设置可以同时进行，并且顺序地将该第一级的跟踪和保持电路设置为保持状态，和将该第二级的跟踪和保持电路设置为保持状态。

Description

放大器链的顺序DC偏移校正
技术领域
本发明一般涉及放大器领域，尤其涉及高增益放大器。
背景技术
公知的无线电话包括但不限于使用模拟传输格式的模拟电话，诸如利用AMPS标准的电路，以及使用数字传输格式的数字电话，诸如TDMA(时分复用接入)应用，该数字传输格式包括但不限于诸如IS-136、GSM和下一代(“G3”)无线电话标准这样的标准。
增大电池寿命是数字无线电话超过模拟无线电话的优点之一。例如，在处于待机模式(比如电话已开机，但没有进行电话呼叫)时，模拟电话通常连续监视可用于接入电话呼叫的信道。而且，在无线电话通话期间中，模拟电话的接收电路通常连续接收电话传输。
另一方面，数字电话可以“降低能量消耗”若干预定时期，保存电池能量并且延长电池寿命。例如，在处于待机模式时，数字无线电话，诸如使用TDMA格式的电话，通常激活接收电路一帧可用时隙中的仅仅一个或两个时隙。同样，在无线电话通话期间中，数字电话的接收电路通常只在一帧可用时隙中的预定时隙期间接收电话传输。在非激活时隙期间，所述接收电路被置于低功率状态，从而保存功率。
在任何TDMA应用中，时间被分成具有离散时隙的帧。例如，在GSM中，TDMA帧约为4.6毫秒长。在GSM中，每帧被分成8个时隙，每个时隙约为577微秒。在每一帧中，一个或两个时隙被用来接收，而一个或两个时隙被用来发送。
从低功率状态跳变到激活状态不必须是瞬时的。因此，将接收电路从低功率状态变到激活状态所需的时间是设计接收电路要考虑的一个问题。从低功率状态跳变到激活状态的时间越短，则保持低功率状态的时间就越长，从而增长电池的寿命。
设计数字电话的接收电路要考虑的另一个问题是在进行模数变换之前放大所接收的信号。通常，利用一个高增益接收机链来放大所接收的信号，其中该接收机链具有一级或多级高增益放大器。在这种高增益接收机链中的一个问题是可能出现直流(DC)偏移。如果不进行校正，则这种DC偏移可以被放大到该DC偏移使一级或多级高增益接收机达到饱和的程度。
高增益接收机链中的DC偏移可以是由无意加入到接收机中的偏移引起的，该偏移是由于在用于所述接收机电路的装置中的不匹配而加入到接收机中。DC偏移还可以是由于本振(LO)输入信号耦合到射频(RF)端口而引起的。大RF输入信号耦合到LO端口也可以引起DC偏移，但是由于RF信号强度的变化，使得这种偏移更难于校正。
在数字无线电话中，典型的接收机包括天线，其通过放大器耦合到直接转换混频器，该直接转换混频器接着通过高增益接收机放大器耦合到模数变换器(A/D变换器)。直接转换混混频器将射频(RF)信号与本振(LO)信号混合，以变换调制信道，该调制信道以所接收的RF频率为中心，从而使得该调制信道集中在一个直流(DC)参考的周围。或者，接收机电路可以包括一个RF到中频(IF)的变换器，该RF到IF变换器耦合到一个IF到基带的混频器。
低频输出被称为基带信号。接收机的基带输出通常被要求是正交的(相位相差90度)，以便它们能够传送相位信息同相调制信道。I(同相)信号和Q(正交)信号都是基带信号。
在将信号输入到A/D变换器之前，通常对I和Q信号进行进一步放大。放大I和Q信号的一个不期望的方面就是任何DC偏移的放大，其存在混频器的I和Q输出中。由于形成基带放大器的电路中的不匹配，高增益接收机链还可能加入自身的DC偏移。
在放大之后，然后将I和Q基带信号输入到A/D变换器。A/D变换器形成数字处理电路的输入级，该数字处理电路包括现代数字电话的编码和解码部分。该信号在数字部分中进行解调。
而且，通常将高增益接收机放大器或放大器链设计成具有有限带宽。高增益接收机放大器通常滤出不期望的信号，其中该不期望的信号与期望的信号下变频混合。高增益接收机放大器中的放大器链的建立时间(settling time)与其带宽成反比。因此，带宽越窄，建立时间越长。在用于典型无线电话应用中的高增益接收机放大器中，带宽相对较窄，导致建立时间相对较长。然而，由于TDMA时隙是有限时间，所以放大器链需要在一个合理的时间内建立并且校正DC偏移。
为了消除DC偏移，在基于TDMA的系统中，公知的是，包括一个测量DC偏移的电路，并且提供校正控制电压信息，该校正控制电压信息在接收TDMA时隙期间存储在分立的保持电容器中。先前解决方案使用外部分立的保持电容器。可是，该附加的保持电容器增加了无线电话的费用，并且占用了电路板的面积，这与降低成本和缩小无线电话的尺寸的设计目标相背离。而且，现有技术没有解决具有窄带宽滤波器的放大器的建立时间长的问题。
发明内容
提供一种在射频接收机中使用的具有顺序DC偏移校正的放大器链。该放大器链至少具有串联连接的第一和第二放大级。该第一和第二放大级包括放大器以及与该放大器并联跨接的跟踪和保持电路。该跟踪和保持电路具有跟踪状态和保持状态。将控制信号耦合到该第一和第二级的跟踪和保持电路。该控制信号被配置成将该跟踪和保持电路设置为跟踪状态，该设置同时进行，并且顺序地将第一级的跟踪和保持电路设置为保持状态，和将第二级的跟踪和保持电路设置为保持状态。
在一个实例中，该跟踪和保持电路可以是具有保持电容器和放大器的模拟电路。该放大器具有与放大级输出端相耦合的跟踪输入端，以及当该跟踪和保持电路处于跟踪状态时、与该保持电容器选择性地耦合的跟踪输出端。缓存器与该保持电容器相连，并且当该跟踪和保持电路处于保持状态时该缓存器有选择地与放大级输入端相耦合。在另一实例中，该跟踪和保持电路可以是数字电路，该数字电路具有比较器、计数器、数模变换器和数据寄存器。该比较器具有与来自放大级的DC偏移电流相连的第一输入端、与参考信号相连的第二输入端以及输出端。该计数器具有与该比较器的输出端相耦合的输入端以及校正电流输出端。该数模变换器具有与该计数器的输出端相连的输入端、以及与该比较器的第一输入端相连并且对来自放大级的DC偏移电流进行相加的输出端。该数据寄存器与该计数器的输出端相连接。
在另一个实施例中，该放大器链的一个或多个放大级可以包括与放大器串联耦合的低通滤波器，该低通滤波器具有窄带宽状态和大带宽状态。大带宽控制信号被耦合到该低通滤波器中，并且在DC偏移校正期间能够将该低通滤波器设置为大带宽状态，从而缩短建立时间。
对于本领域的普通技术人员来说，在研究了下述附图和发明详述后，本发明的其他系统、方法、特征和优点将会变得更加明显。所有这样的附加系统、方法、特征和优点应当包括在本说明书中，包括在本发明的范围内，并且受附属的权利要求书保护。
附图说明
附图中的元件没有必要依尺寸比例绘出，重点放在说明本发明的原理。而且，在附图中，不同视图中的相同参考数字表示相应的部分。
图1是说明数字射频接收机的一个实例的功能方框图；
图2是说明高增益放大器链的一个实例的方框图；
图3是说明高增益放大器链的放大级的一个实例的示意图；
图4是说明跟踪和保持电路的另一实例的示意方框图；
图5是说明图1中的电路的时序的一个实例的时序图；
图6是校正DC偏移的实例和步骤集的流程图。
发明详述
图1是说明射频接收机10的实例的方框图。虽然所说明的接收机打算用于TDMA数字电话中，但本发明并不限于在TDMA接收机或无线电话中使用。
在图1中说明的射频接收机10的例子包括与RF放大器14耦合的天线12。RF放大器14可以是所示的可变增益放大器。控制信号可以控制RF放大器14的增益，或者禁止RF放大器14的输出。RF放大器14的输出与混频器16耦合。本地振荡器18也与混频器16耦合。混频器16分别输出同相(I)信号20和正交(Q)信号22。
为了清楚起见，以简化的形式说明混频器16。例如，混频器16可以包括一个或多个混频器电路，以产生I信号20和Q信号22。在一个实例中，混频器16包括第一混频器，其与本地振荡器18和RF放大器14直接耦合，用来产生I信号20；以及第二混频器，其经由一个90度相位变化后与本地振荡器18耦合，用来产生Q信号22。在另一实例中，混频器16可以将I信号20和Q信号22作为差分信号输出。在另一实例(没有示出)中，天线12可以经由一个RF到IF变换器与混频器16耦合。然后混频器16从IF信号中而不是从RF信号中产生I信号20和Q信号22。
在图1的实施例中说明的I信号20被耦合到第一高增益接收机链24，接着，第一高增益接收机链24耦合到第一A/D变换器26。同样，Q信号22被耦合到第二高增益接收机链28，接着，第二高增益接收机链28耦合到第二A/D变换器30。
在图1所公开的实例中，高增益接收机链24和28可以实质上是相同的。但是，本发明并不必须限于I信号和Q信号的增益放大级实质相同的射频接收机。
图2说明一个使用三级放大和DC偏移连接的高增益接收机24的具体实例。然而，根据具体设计的需要，可以增加或删除放大级。而且，放大级可以与接收机的不同元件相关联。例如，第一放大级可以与混频器16相关联，并且其特征表现为混频器16的一个输出放大器。此种输出放大器仍然可以被认为是该增益接收机链24的一部分。
在图2中说明的高增益接收机链24的实例包括第一放大级40，用于从混频器16接收一个输入。第一放大级40的输出端与第二放大级42的输入端耦合，第二放大级42包括与放大器46串联的低通滤波器44。第二放大级42的输出端与第三放大级48的输入端耦合，该第三放大级包括与放大器52串联的低通滤波器50。放大器52的输出端被耦合到A/D变换器(例如图1中的A/D变换器26)。
I信号20中的任何未被校正的DC偏移被放大级40、42和48中的高增益加重。而且，如果没有解决，则放大级42和48的滤波特性影响DC偏移校正环的稳定性。而且，由于存在多个校正级，所以顺序DC偏移校正的控制具有优势。通常，优选在TDMA帧中的接收时隙开始之前，执行每个放大级40、42和48的DC偏移校正。由于在确定利用电池工作的无线电话的待机时间中，用于使接收机工作的提前时间是一个重要因素，所以为了节省功率，DC偏移校正的执行速度很重要。
为了进一步缩短执行DC偏移校正的提前时间，低通滤波器44和低通滤波器50可以被配置成具有可切换的若干带宽。在就要执行DC偏移校正之前接通高增益链24，可以增加低通滤波器44和低通滤波器50的滤波带宽。如果将GMC滤波器用作低通滤波器44和低通滤波器50，则带宽将通过增加电流来增加。
例如，如果低通滤波器44的带宽为β，则用于校正DC偏移的建立时间(tsettle)将处于1/β的数量级。在就要DC偏移校正之前，低通滤波器44的带宽可以增加到kβ，其中k为常数。在本实例中，建立时间将从tsettle减少到tsettle/k，从而减少了执行DC偏移校正所需的时间。当完成DC偏移校正时，带宽返回到β。
在图2所说明的实例中，由跟踪和保持电路来执行DC偏移校正。第一跟踪和保持电路54在第一放大级40附近提供一个反馈环路，第二跟踪和保持电路56在第二放大级42附近提供一个反馈环路，以及第三跟踪和保持电路58在第三放大级48附近提供一个反馈环路。通过跟踪和保持信号60来控制跟踪和保持电路54、56和58。
图3说明了一个适合于将跟踪和保持电路56和第一放大级42结合的电路的实例。在该所说明的实例中，放大器46包括一个差分放大器46a，而低通滤波器44包括一个通过保持开关70有选择地耦合到差分放大器46a输入端的电容器44a。在此的“开关”并不意味着要求为机械接触型开关。任何具有适合于应用的特性的开关装置(例如晶体管或逻辑门)都可以使用。图3所说明的跟踪和保持电路56的实例包括跟踪和保持放大器72、跟踪开关74、保持电容器76、保持电阻器78和缓存器80。如图所示，差分放大器46a的输出端与跟踪和保持放大器72的输入端相连。跟踪和保持放大器72的输出端通过跟踪开关74有选择地耦合到与保持电阻器78串联的保持电容器76上。缓存器80将存储在与保持电阻器78串联的保持电容器76上的电压耦合到差分放大器46a的输入端。
合上跟踪开关74且断开保持开关70，将使跟踪和保持电路56处于“跟踪”模式。当处于跟踪模式时，跟踪和保持放大器72将对应于DC偏移的一个电压存储到保持电容器76上。断开跟踪开关74且合上保持开关70，将使跟踪和保持电路56处于“保持”模式。当处于保持模式时，由缓存器80缓存与DC偏移对应的电压，并将其施加到差分放大器46a的相反输入端。由此，从差分放大器46a的输入中减去了与DC偏移对应的电压。
可以对如图2中所说明的跟踪和保持电路54和58进行类似配置或者可以使用任何具有适合于应用的特性的其他跟踪和保持配置。在所说明的实例中，使用BiCMOS，保持电容器76的尺寸小得可以包含在IC上，并且因此节省一个在接收电路中所需的分立元件。
图4是一个说明适合于用作图2中的跟踪和保持电路54、56和58的跟踪和保持电路的另一实例的方框图。在该实例中，可以执行多级中的DC偏移校正。DC偏移校正可以按照电流模式提取出来。因此，图4中所说明的跟踪和保持电路90包括一个电流模式数模变换器(DAC)82，一个计数器84和一个比较器86。DAC 82的输出端和所提取的DC偏移电流被耦合到比较器86的同相输入端。参考电压(其可以包括地)，被耦合到比较器86的反相输入端。比较器86的输出端被耦合到计数器84。计数器84的输出端连接到DAC 82的输入端。
在工作时，计数器84被递增，从而增大由DAC 82输出的校正电流。一旦比较器86检测到DC偏移已经被校正，则停止计数器84。计数器84的输出(D0...Dn)代表DC偏移，并且被存储在寄存器88中。寄存器88可以是用于存储数字数据的任何适合装置，其包括但不限于寄存器、锁存器、触发器、RAM和软件存储单元等。
可以对高增益链的每级执行数字校正，并且对该数字校正进行数字存储。DC校正的数字存储允许去掉保持电容器76，从而提供在高增益接收机链的集成电路上的面积节省。
在工作中，在一个实施例中，恰好在接收时隙之前，启动接收机。对高增益链的每个放大级执行DC偏移校正，并且将该校正信号以集成的保持电容器76上的电压的形式存储在例如集成电路上，或者作为数字信号存储在寄存器88中。然后接收时隙开始。
在接收时隙之前，将DC偏移校正作为控制序列的一部分执行。数字集成电路(IC)，其给其的发射机和接收机部分提供控制增益选择信号和使能信号的信号，例如，还给DC偏移校正提供控制信号。
可以在若干滤波级的附近执行DC偏移校正，该若干滤波级具有通过使用设置在跟踪和保持电路中的极补偿嵌入进它们的增益。可以逐一地将多级偏移校正级置于保持模式。在这种方法中，将DC偏移电路置于保持状态，在片上电容器上或跟踪和保持电路的数字实现中存储校正电压。
在如图2所示的使用单个跟踪和保持控制信号60的实例中，在第一上升沿，第一跟踪和保持电路54、第二跟踪和保持电路56和第三跟踪和保持电路58进入校正跟踪模式。在下一个上升沿，第一跟踪和保持电路54进入保持模式。在下一个上升沿，第二跟踪和保持电路56进入保持模式。在下一个上升沿，第三跟踪和保持电路58进入保持模式。
在另一替代实例中，可以使用简单的状态机来执行跟踪和保持序列。例如，可以使用一个外部接收机使能信号来触发这样的序列。可以由通常在数字无线电话中存在的控制模块来产生跟踪和保持信号60，并且该控制块提供在它们各自的时隙之前使接收机和发射机启动的信号。
图5中示出了参照接收时隙的DC偏移校准序列的实例的时序图。时刻t7表示接收时隙102。在时刻t7，通过将RX ENABLE设置为有效来启动接收机。可选地，在时刻t1，也可以将HB EN设置为有效。
在接收时隙就要出现之前，RX ENABLE电启动电路的接收机部分。它是控制信号序列的一部分，该控制信号序列形成呼叫发起的一部分。HB EN使能低通滤波器44和低通滤波器50的大带宽操作，以缩短DC偏移校正的建立时间。
在时刻t2，跟踪和保持电路54、56和58被置于“跟踪”模式，如分别由正进入高电平状态的TH1、TH2和TH3所示。如上所示，跟踪和保持序列可以由单个控制线或多个控制线来控制。为了清楚起见，在时序图上示出了三个分立的状态。在时刻t3，TH1变成低电平，用于指示跟踪和保持电路处于“保持”模式。
在时刻t4，TH2变成低电平，用于指示第二跟踪和保持电路56被设置为保持模式。在时刻t5，TH3变成低电平，用于指示第三跟踪和保持电路58被设置为保持模式。在时刻t5，已经进行了如图2中示出的所有三个放大级40、42和48的DC偏移的跟踪和校正。如果HB EN在时刻t1已经被设置为有效，则它在时刻t5将被复位为无效，用于使低通滤波器44和50返回到窄带宽。在一个短的建立时间之后，在时刻t6，由正在变成高电平的RF AMP EN来启动接收机级的RF放大器15。
为了防止接收信号损坏DC校正，不接通RF放大器14用于校正。在时刻t7的接收时隙开始之前，接通RF放大器14一个短的时间。时刻t7-t6的时间长度取决于校正是逐帧进行，还是从冷启动(cold start)开始。当电话需要监测其接收信道以检查呼入电话时，上述校正序列还可以在待机期间执行。
图6是用于在一个时隙的开始之前在射频接收机中校正DC偏移的示例性方法的流程图，其中该时隙一般是接收时隙。在步骤102，在该时隙之前的第一预定时间启动接收机。在步骤106，在该时隙之前的第二预定时间，将至少两个跟踪和保持电路，例如跟踪和保持电路54和56(图2)，设置为跟踪状态。在步骤108，该跟踪和保持电路被依次设置为它们各自的保持状态。例如可以如图5说明的来实现设置跟踪和保持电路的时序。在步骤112，在将跟踪和保持电路设置为它们的保持状态后，启动射频放大器。
可以在跟踪和保持电路处于它们的跟踪状态期间，将滤波器设置为窄带宽状态。例如，在步骤104，在将跟踪和保持电路设置为它们各自的跟踪状态(步骤106)的时候或之前，将具有窄带宽状态和大带宽状态的滤波器设置为其大带宽状态。在步骤110，在已经将跟踪和保持电路设置为它们各自的保持状态(步骤108)的时候或之后，将大带宽状态的滤波器设置为窄带宽状态。
在所说明的实例中，使用BiCMOS技术来提供更小的尺寸和集成无源元件比如保持电容器。集成无源元件使得电容器44a的保持时间容易更长，该保持时间跨越若干时隙。因此，DC偏移校正不需要经常执行，使得GSM的多时隙工作更容易。可是，本发明并不限于BiCMOS技术。
多时隙操作指的是在一个时刻有多于一个时隙被用于接收。在像那样的情况中，在确定DC偏移校正的电容器上的校正电压需要存储一个更长的时间。通常，使用电容器存储校正的DC偏移校正方案，遭遇由于电压泄漏校正电压随时间推移而降低的问题。BiCMOS实现使用场效应晶体管，并且能够将校正保持更长，从而使得可以具有多于一个的接收时隙，该接收时隙一起不需要校正。
虽然已经描述了本发明的各种实施例，但是对于本领域的普通技术人员显而易见的是，可以有更多在本发明的范围之内的实施例和实施方式。

Claims (22)

1、一种放大器链，包括：
a)第一放大器；
b)第一跟踪和保持电路，其耦合到该第一放大器且具有跟踪状态和保持状态；
c)第二放大器，其耦合到该第一放大器；
d)第二跟踪和保持电路，其耦合到该第二放大器且具有跟踪状态和保持状态；以及
e)产生控制信号的控制电路，其耦合到该第一跟踪和保持电路和该第二跟踪和保持电路，该控制信号被配置成将该第一跟踪和保持电路设置为跟踪状态，和将该第二跟踪和保持电路设置为跟踪状态，并且顺序地将该第一跟踪和保持电路设置为保持状态，和然后将该第二跟踪和保持电路设置为保持状态。
2、如权利要求1所述的放大器链，其中，所述控制信号实际上同时将所述第一和所述第二跟踪和保持电路设置为跟踪状态。
3、如权利要求1所述的放大器链，其中，所述第一和所述第二跟踪和保持电路包括：
a)保持电容器；
b)跟踪放大器，其当所述跟踪和保持电路处于跟踪状态时选择性地耦合到该保持电容器；以及
c)缓存器，其具有耦合到该保持电容器的缓存器输入端，以及缓存器输出端，该缓存器输出端当所述跟踪和保持电路处于保持状态时选择性地耦合到所述放大器链的放大器的输入端。
4、如权利要求1所述的放大器链，其中，所述第一和第二跟踪和保持电路包括：
a)比较器，其具有连接到来自所述放大器链的放大器的DC偏移电流的第一输入端、与参考信号相连的第二输入端以及输出端；
b)计数器，其具有与该比较器的输出端相耦合的输入端以及输出端；
c)电流模式数模变换器，其具有与该计数器的输出端相连的输入端以及与该比较器的第一输入端相连的输出端；以及
d)数据寄存器，其与该计数器的输出端相连。
5、如权利要求1所述的放大器链，还包括：
a)第一低通滤波器，其具有窄带宽状态和大带宽状态，与所述第一放大器输出端和所述第二放大器输入端串联耦合；以及
b)大带宽控制信号，其耦合到该第一低通滤波器。
6、如权利要求1所述的放大器链，还包括：
a)第三放大器，其耦合到所述第二放大器；以及
b)第三跟踪和保持电路，其耦合到该第三放大器且具有跟踪状态和保持状态；
其中，所述控制信号还被耦合到该第三跟踪和保持电路，所述控制信号还被配置成将所述第一、第二和第三跟踪和保持电路设置为它们各自的跟踪状态，并且还顺序地将所述第一跟踪和保持电路设置为它的保持状态，将第二跟踪和保持电路设置为它的保持状态，以及将所述第三跟踪和保持电路设置为它的保持状态。
7、如权利要求6所述的放大器链，还包括：
a)第一低通滤波器，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述第一放大器和所述第二放大器串联耦合；
b)第二低通滤波器，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述第二放大器和所述第三放大器输入端串联耦合；以及
c)大带宽控制信号，其耦合到该第一低通滤波器和耦合到该第二低通滤波器。
8、一种在具有混频器的射频接收机中使用的放大器，该混频器产生同相混频输出和正交混频输出，该放大器包括：
a)同相放大器链，其耦合到所述同相混频输出，该同相放大器链包括：
1)第一放大器，其耦合到第一跟踪和保持电路；
2)第二放大器，其与该第一放大器串联耦合，该第二放大器耦合到第二跟踪和保持电路；以及
b)正交放大器链，其耦合到所述正交混频输出，该正交放大器链包括：
1)第三放大器，其耦合到第三跟踪和保持电路；
2)第四放大器，其与该第三放大器串联耦合，并且耦合到第四跟踪和保持电路；以及
c)控制电路，其产生耦合到该第一、第二、第三和第四跟踪和保持电路的控制信号，该控制信号被配置成将该第一、第二、第三和第四跟踪和保持电路设置为跟踪状态，并且被配置成顺序地将该第一跟踪和保持电路设置成保持状态，将该第二跟踪和保持电路设置成保持状态，以及顺序地将该第三跟踪和保持电路设置成保持状态，和将该第四跟踪和保持电路设置成保持状态。
9、如权利要求8所述的放大器，还包括：
a)第一低通滤波器，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述第一放大器和所述第二放大器串联耦合；
b)第二低通滤波器，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述第三放大器和所述第四放大器串联耦合；以及
c)大带宽控制信号，其耦合到该第一和第二低通滤波器。
10、一种放大器链，包括：
a)用于放大的第一装置；
b)用于校正DC偏移的第一装置，其耦合到该用于放大的第一装置，该用于校正DC偏移的第一装置进一步具有跟踪状态和保持状态；
c)用于放大的第二装置，其耦合到该用于放大的第一装置；
d)用于校正DC偏移的第二装置，其耦合到该用于放大的第二装置，该用于校正DC偏移的第二装置具有跟踪状态和保持状态；以及
e)用于控制该用于校正DC偏移的第一装置和该用于校正DC偏移的第二装置的状态的装置，该用于控制的装置进一步包括一个装置，用于将该用于校正DC偏移的第一装置设置为跟踪状态，用于将该用于校正DC偏移的第二装置设置为跟踪状态，并且用于顺序地将该用于校正DC偏移的第一装置设置为保持状态，和将该用于校正DC偏移的第二装置设置为保持状态。
11、如权利要求10所述的放大器链，其中，所述控制装置进一步包括用于实际上同时将所述用于校正DC偏移的第一装置和所述用于校正DC偏移的第二装置设置为跟踪状态的装置。
12、如权利要求10所述的放大器链，其中，用于校正DC偏移的每一个装置包括：
a)用于保持用于放大的装置的DC偏移电压的装置；
b)用于跟踪所述DC偏移电压和选择性地将所述DC偏移电压施加到该用于保持的装置的装置；以及
c)用于选择性地将所述DC偏移电压施加到该用于放大的装置的输入端的装置。
13、如权利要求10所述的放大器链，其中，用于校正DC偏移的每一个装置包括：
a)用于基于数字输入信号产生DC偏移校正电流的装置；
b)用于将来自用于放大的装置的DC偏移电流和该DC偏移校正电流的总和与一个参考进行比较的装置；
c)用于当该用于比较的装置检测到该来自放大器的DC偏移电流没有被该DC偏移校正电流校正时、增大该数字输入信号的装置，该用于增大数字输入信号的装置连接到该用于产生DC偏移校正电流的装置；以及
d)用于当该用于比较的装置检测到该来自用于放大的装置的DC偏移电流被该DC偏移校正电流校正时、存储该数字输入信号的装置，该用于存储的装置连接到该用于增大数字输入信号的装置。
14、如权利要求10所述的放大器链，还包括：
a)用于滤波的第一装置，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述用于放大的第一装置和所述用于放大的第二装置串联耦合；以及
b)用于控制该用于滤波的第一装置的带宽的装置。
15、如权利要求10所述的放大器链，还包括：
a)用于放大的第三装置，其耦合到所述用于放大的第二装置；以及
b)用于校正DC偏移的第三装置，其耦合到所述用于放大的第三装置，该用于校正DC偏移的第三装置具有跟踪状态和保持状态；
其中，所述用于控制的装置还包括用于控制该用于校正DC偏移的第三装置的状态的装置，所述用于控制的装置还包括一个装置，用于将该用于校正DC偏移的第三装置设置为跟踪状态，以及用于顺序地将所述用于校正DC偏移的第一装置设置为保持状态，将所述用于校正DC偏移的第二装置设置为保持状态和将该用于校正DC偏移的第三装置设置为保持状态。
16、如权利要求15所述的放大器链，还包括：
a)用于滤波的第一装置，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述用于放大的第一装置和所述用于放大的第二装置串联耦合；
b)用于滤波的第二装置，其具有窄带宽状态和大带宽状态，且与所述用于放大的第二装置和所述用于放大的第三装置串联耦合；以及
c)用于控制该用于滤波的第一和第二装置的带宽的装置。
17、一种用于校正放大器链中的DC偏移的方法，该放大器链至少具有串联耦合的第一和第二放大器，每个放大器与跟踪和保持电路耦合，该跟踪和保持电路具有跟踪状态和保持状态，该方法包括：
a)将第一跟踪和保持电路设置为跟踪状态；
b)将第二跟踪和保持电路设置为跟踪状态；
c)将该第一跟踪和保持电路设置为保持状态；以及
d)在将该第一跟踪和保持电路设置为保持状态之后，将该第二跟踪和保持电路设置为保持状态；
其中，在所述放大器链中，该第二跟踪和保持电路在该第一跟踪和保持电路之后。
18、如权利要求17所述的方法，其中，所述将所述第一跟踪和保持电路设置为跟踪状态的步骤实际上与所述将所述第二跟踪和保持电路设置为跟踪状态的步骤同时发生。
19、如权利要求17所述的方法，其中，所述放大器链包括至少一个滤波器，该滤波器具有窄带宽状态和大带宽状态，且该滤波器与放大器串联耦合，还包括步骤：
a)当所述跟踪和保持电路处于跟踪状态时，将该滤波器设置为大带宽状态；以及
b)当所述跟踪和保持电路处于保持状态时，将该滤波器设置为窄带宽状态。
20、一种用于在时分复用格式的时隙之前校正射频电路中的DC偏移的方法，该射频电路至少具有第一和第二放大级，该方法包括：
a)在所述时隙之前的第一时间，接通所述射频电路的至少一部分；
b)在该第一时间之后且在所述时隙之前，激活至少所述第一和第二放大级中的DC偏移的跟踪；
c)在激活跟踪之后但在所述时隙之前的一个时间，激活保持状态，以保持至少所述第一和第二放大级的DC偏移；
d)在所述时隙之前的一个时间启动所述射频放大器，但发生在激活所述保持状态之后
21、如权利要求20所述的方法，其中，至少一个放大级具有滤波器，该滤波器具有窄带宽状态和大带宽状态，还包括步骤：
a)在所述时隙之前的一个时间，将该滤波器设置为大带宽状态，但发生在不迟于所述激活跟踪的时间；以及
b)在所述时隙之前的一个时间，将该滤波器设置为窄带宽状态，但发生在不早于激活所述保持状态的时间。
22、如权利要求20所述的方法，其中，所述激活跟踪的步骤包括将至少所述第一和第二放大级的DC偏移与一个参考进行比较。
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