CN1649277A - 用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收机及接收方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收方法，在所述方法中使用一个带通滤波器组，其中相邻滤波器的中心频率相差固定的频率间隔F_I，并且通过反馈自适应地调整每个带通滤波器的中心频率，包括：所述带通滤波器组中的每个带通滤波器滤取接收信号中的对应频点信号的频谱信息；以接收信号的符号频率Ts对每个带通滤波器滤波后的信号进行采样；以转换速率KTS对采样得到的信号进行模数转换，以得到K组频域数字复信号，其中K为带通滤波器的数量；将所述K组频域数字复信号与当前的本地模板信号作极大似然估计，得到新的本地模板信号；将从所述A/D转换电路得到的K组频域数字复信号与所述新的本地模板信号进行频率相关，从而得到发送信息。

Description

用于超宽带无线通信系统的 自适应频域接收机及接收方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种应用于超宽带系统的基于频域信号处理的自适应频域接收机结构及其接收方法。

背景技术

超宽带(Ultra-WideBand)是一项新兴的无线通信技术，由于其具有低功耗、宽带宽、设计简单等特点而受到了广泛的关注，成为近年来研究的热点，是无线个域网WPAN最有竞争力的备选提案。由于超宽带系统占用很宽的频带而给接收系统射频和数字信号处理带来了很大的挑战，在目前两种UWB实现方案DS-CDMA和MB-OFDM中，MB-OFDM方案采用OFDM技术实际上背离了UWB脉冲通信的初衷，而在DS-CDMA方案芯片实现中，目前面临的巨大挑战是超高速率的模数转换器ADC以及超宽带低噪线性放大器LNA的设计，由于UWB系统所使用的带宽高达几GHz，因此最大的数据传输速率可以达到几十Mbps～几百Mbps。同时，UWB信号的占空比很小，所以耗电量只有原来系统的1/100～1/1000。而且，UWB的发送传输功率非常小，甚至低于普通的设备发射噪声，所以具有很低的截获率。

UWB通常采用几十皮秒级脉宽的高斯脉冲进行通信，脉冲跨越频带范围很宽，根据耐奎斯特采样准则，要恢复信号，要求采用几十G采样速率对信号进行采样，以目前的芯片设计水平很难达到。此外，由于UWB信号在室外远距离传输时室外大气对它有较大的衰减，使其应用主要集中的室内高速短距离传输；由于室内信道环境更加复杂，会对UWB信号产生反射、衍射和折射等现象，造成信号能量的扩散，产生严重的多径衰减，在多径衰落严重的条件下，一个1纳秒的信号g(t)有可能扩散成几十到几百纳秒的信号，但是由于发送的UWB信号宽度很窄(通常达到几十皮秒级)，所以具有较好的多径分辨能力，可以在接收端使用瑞克接收机来合并多径能量，UWB系统瑞克接收机的原理框图如图1所示，但使用瑞克接收机同时带来一个问题是瑞克接收机的性能与可收集到的能量径数有关，收集的多径数目越多，性能越好，因此UWB信号多径衰落严重导致需要分支数量较多的瑞克接收才能够达到好的性能。然而，采用多个瑞克分支又导致系统设计的复杂度增大，因而目前适合与UWB系统的瑞克接收机大多采用部分瑞克合并，即合并能量最强的几条径。这种部分瑞克接收机结构在能量集中的信道环境下性能较好，但当多径能量较为分散时，性能会急剧恶化。

如上所述，当前使用的UWB接收机将现有CMOS技术推向极限并消耗巨大的功率，因此现有的UWB接收器通常以采用硅锗技术的模拟相关器来处理接收到的信号，这就使得在全CMOS芯片内实现低功耗、低功耗的UWB系统很困难。

为了提高模数转换的采样速率，通常采用一种并行的采样结构来对信号进行采样，然而，并行采样结构需要很多个并行的ADC，而且他们对并行ADC的时序控制要求很严格，对时间偏移很敏感，对于UWB系统来说，为了达到数G的采样速率，并行结构采样的时序控制要精确的10-10秒，信号采样示意图如图2所示，这在设计上很难实现，而实际上并行采样并没有真正意义上降低采样的复杂度，在实际中对时序逻辑控制要求很高的场合也很少采用。

发明内容

鉴于UWB现有接收技术中所存在的问题，本发明提供了一种新的用于超宽带无线通信系统的频域接收机结构及其接收方法。

根据本发明的一个方面，提供了一种用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收机，包括：

带通滤波器组，所述带通滤波器组中的每个带通滤波器滤取接收信号中的对应频点信号的频谱信息，其中相邻滤波器的中心频率相差固定的频率间隔F_I，并且通过反馈自适应地调整每个带通滤波器的中心频率；

采样保持电路，用于以接收信号的符号频率T_s对每个带通滤波器滤波后的信号进行采样；

A/D转换电路，用于以转换速率KT_S对采样得到的信号进行模数转换，以得到K组频域数字复信号，其中K为带通滤波器的数量；

与所述A/D转换电路相耦合的频域相关模板信号产生单元，被设置成将所述K组频域数字复信号与当前的本地模板信号作极大似然估计，将前一符号得到的未经过频域相关处理的信号乘于判决因子，所述判决因子由接收符号与本地模板信号作频域相关处理后判决得到，符号为+/-1；并且将所述乘于判决因子后的信号与当前的本地模板信号作平均处理，所得到的信号作为新的本地模板信号；

频率相关器，被设置成将从所述A/D转换电路得到的K组频域数字复信号与所述新的本地模板信号进行频率相关，从而得到发送信息。

根据本发明的另一个方面，提供了一种用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收方法，在所述方法中使用一个带通滤波器组，其中相邻滤波器的中心频率相差固定的频率间隔F_I，并且通过反馈自适应地调整每个带通滤波器的中心频率，所述方法包括步骤：

(1)所述带通滤波器组中的每个带通滤波器滤取接收信号中的对应频点信号的频谱信息；

(2)以接收信号的符号频率T_s对每个带通滤波器滤波后的信号进行采样；

(3)以转换速率KT_S对采样得到的信号进行模数转换，以得到K组频域数字复信号，其中K为带通滤波器的数量；

(4)将所述K组频域数字复信号与当前的本地模板信号作极大似然估计，将前一符号得到的未经过频域相关处理的信号乘于判决因子，所述判决因子由接收符号与本地模板信号作频域相关处理后判决得到，符号为+/-1；并且将所述乘于判决因子后的信号与当前的本地模板信号作平均处理，所得到的信号作为新的本地模板信号；

(5)将从所述A/D转换电路得到的K组频域数字复信号与所述新的本地模板信号进行频率相关，从而得到发送信息。

本发明的自适应频域接收机与传统的UWB接收机结构相比，本发明的接收机结构具有较低的复杂度。在本发明中，接收机首先通过滤波器组提取接收信号的频谱信息，将时域信号中重要的频谱信息提取出来，将数字信号处理由时域变换到频域，然后只需要用符号速率对变换后的信号进行采样，大大降低了接收机对数模转换ADC的要求。同时，由于使用了滤波器组，每一个分支滤波器只处理特定频带的信号，大大降低了接收系统对宽带低噪放大器的要求，从而使得整个收发系统很容易在CMOS电路中实现，为目前的UWB收发系统实现CMOS集成提供了一个很好的设计思路。与其它频域接收机不同的是，该接收机在选择滤波器组时，采用闭环的反馈自适应算法来动态调整滤波器组的中心频率，选择最优的频点做采样分析，因此具有最佳的接收性能。而且，本发明的自适应频域接收机通过频域内的信号处理方法，避免了在多径衰落严重的UWB信道环境下使用复杂度高的瑞克接收机。通过系统仿真的结果表明，本发明的频域接收机结构能够获得同时域全瑞克近似的性能。在另一方面，由于在频域内进行信号处理，系统只需要简单的频域相关即可完成传统UWB系统时域全瑞克的功能，避免了使用复杂的延迟分支电路，使得系统能够在很低的复杂度下就可获得良好的性能。

附图说明

图1为现有技术的瑞克接收机结构原理图；

图2为现有技术中接收脉冲采样示意图；

图3为根据本发明的频域接收机的结构图；

图4为本发明的信道时域和频域参照图；

图5为本发明的单支带通滤波结构；

图6为本发明的接收性能示意图；

图7为本发明的各个滤波器的中心频率分布示意图。

具体实施方式

本发明公开了一种新的基于频域信号处理的自适应UWB接收结构，与其它接收机结构相比，本发明的接收机结构避开了UWB接收系统设计的技术难点，可以采用很低的采样速率对接收信号进行采样，并且所有的数字信号处理均在频域内，从而大大降低了UWB芯片设计实现的复杂度和功耗，而且其性能与传统的高复杂度接收机相比差别不大。其中自适应滤波器的设计及频域相关参考模板信号的产生是本接收机结构设计的关键。

根据本发明的基本构思，本发明的频域接收机正是基于背景技术部分中介绍的UWB接收机面临的技术难题提出了一种新的技术方案。首先，频域接收机通过多支低噪线性放大器和滤波器组先对UWB信号进行频谱分解，然后以符号速率对滤波后的信号在进行采样量化。其次，量化后的数字信号经过与生成的频域参考模板信号进行频域相关，直接判决输出。整个信号处理过程包括的频域相关、频域模板信号生成、信号同步完全在频域内进行处理，避免了使用复杂的瑞克接收机。这样做的好处一方面降低了接收机的采样速率，使得单支信号采样速率等于信号的符号速率，以100Mbps通信速率信号为例，采样速率仅为100M，很容易实现，而相同信号速率下传统UWB接收机采样速率将高达十G。另一方面，基于频域的信号处理方法具有OFDM系统的部分优点，由于UWB信道存在多径衰落，为了提高接收性能，要对UWB信号作多径能量合并，传统的时域处理方法是采用瑞克接收机来合并多径，通常针对每一条径使用一个瑞克接收机，这样，随着多径的增多，系统的复杂度增大。而对于频域信号来说，收集多径能量的多少与进行频域分析的观察窗口长度有关，当选择合适的频点对信号进行分析，就可以得到较好的性能。如图3所示，各分支带通滤波器的频点是由接收判决的结果自适应调整的，使得接收机始终保持最佳的接收状态，用尽可能少的滤波器分支获得捕获最大的多径能量，采样后的信号无需再变换到时域进行信号处理，而是直接在频域内做简单的相乘操作即可完成频域相关，原理上等同于做了多径合并，很好的解决多径能量衰落问题。因此，频域相关在多径问题的处理上原理类似于OFDM系统，具有较强的抗多径衰落特性。此外，本接收机还能够为UWB网络提供实用的信道空闲评估(CCA)服务，以便进行分布式及随机媒体访问，频域接收机的CCA电路是通过检测接收到的频谱能量来实现，这样做的好处是可以快速的捕获UWB窄脉冲能量，而在传统的UWB时域接收中CCA要花费较长的时间。

下面参照说明书附图并结合具体实施例来描述本发明的自适应接收机。

一、频域接收机的结构

本发明的频域接收机其结构原理图如图3所示，频域接收机包括以下几个部分：

1、窄带低噪线性放大器和滤波器组

窄带低噪线性放大器和滤波器组的中心频率依照特定规则排列，其作用是对接收的超宽带信号做局部频带的线性低噪放大和滤波处理，提取特定频点的信号频谱信息。带限滤波器的中心频率选择有特定的规则，中心频率必须要落在发送UWB信号的频谱范围之内。而且，带通滤波器和窄带放大器的中心频率可以根据判决反馈的结果作自适应调整。

各个滤波器的中心频率如图7所示。在图7中，F_k＝F_L+kF_I， $F_I=\frac{F_H-F_L}{K},$ 频率间隔F_I是固定的， $F_I=\frac{F_H-F_L}{K},$ F_L和F_H分别是频谱的低频阀值和高频阀值，具体值可以根据信号的频谱来定义，比如F_L＝3.1GHz，F_H＝4.8Hz。

各滤波器的中心频率F_k可以自适应调整，调整方法是改变参数F_L，F_I保持不变；即：

F_k(n)＝F_L(n)+kF_I，

其中：

F_L(n)＝F_L(n-1)+λΔ(n)，

λ为步进长度，根据具体应用环境而定义，Δ(n)为增量值，Δ(n)根据当前输出的信噪比增量与前一个输出的信噪比增量差值来得到，判决表达式如下：

Δ(n)＝sign(Δ_SNR(n)-Δ_SNR(n-1))

其中，Δ_SNR(n)表示信噪比增量，由第n各输出的信噪比与第n-1个信噪比的差值来表示：

Δ_SNR(n)＝SNR(n)-SNR(n-1)，

整个结构是一个反馈式结构，原理类似锁相环的反馈鉴相器，自适应控制能够自动调节中心频率的值，使得信号的输出信噪比始终保持最优。

2、采样保持电路、多路切换开关和A/D转换电路

其中采样保持电路以接收信号的符号频率T_s对每个带通滤波器滤波后的信号进行采样，多路切换开关将带通滤波器滤波后的K组信号分别切换到所述A/D转换电路，以进行模数转换，A/D转换电路以转换速率KT_S对采样得到的信号进行模数转换，以得到K组频域数字复信号，其中K为带通滤波器的数量。随后，将量化后的信号送给后面的数字信号处理单元做处理。

3、频域相关模板信号产生单元

频域相关模板信号产生单元对A/D转换后得到的K组复信号作插值和补零，产生参考信号的频域模板信号。模板信号的产生通过训练序列配合极大似然估计算法来产生。极大似然估计算法的原理如下：将前一符号得到的未经过频域相关处理的信号乘于判决因子，判决因子由接收符号与本地模板信号作频域相关处理后判决得到，符号为+/-1；将上述乘于判决因子后的信号与当前的本地模板信号作平均处理，处理结果作为新的本地模板信号。

其中，频域相关模板信号产生单元产生模板信号的步骤以及极大似然估计算法描述如下：

在接收初始化阶段，发送端发送预先设定的短长度训练符号，接收端接收到训练符号后，由模板信号产生单元产生一个初始化模板信号，接收进入正常接收阶段，此时，模板信号产生单元从ADC处获取相应的接收信号，将获取的信号与当前的模板信号做频域相关得到输出判决符号，再将获取的信号、判决符号反馈到模板信号产生单元，与当前的模板信号做样本平均处理，并获取新的模板信号；

其中平均处理进一步获取模板信号的步骤是：将前一时刻接收到的未经过频域相关处理的信号与前一时刻接收信号的判决符号做二进制符号(+1/-1)相乘，将乘积后的信号加上当前的模板信号并做平均处理，处理后的结果作为新的本地参考模板信号。

在实际电路实现中，采用反馈电路对模板信号进行修正，通过修正电路将接收到的频域信号与本地样本信号做平均，矫正本地模板信号的递推公式可以表示为：

其中，

表示当前的模板信号， 为前一个模板信号，R_n-1(f)是前一个接收到的未经过处理的频域信号，b_n-1是前一个信号的判决输出，R_init(f)为初始化模板信号，由预先发送的训练序列估计得到。这样，假设b_n-1的结果都是正确的，经过n次平均处理后，噪声的能量将减小到1/n，当n足够大时，可以认为此时的模板信号是最佳的，不再需要再做模板样本反馈平均处理。

由上述模板信号产生方式可以看出，本发明采用的实际上是一种极大似然估计算法，因为根据理论分析证明了当模板信号是所有接收信号的平均值时，接收的性能最优，而实际上是不可能预先知道所有接收信号的平均值，本接收机所述的反馈求平均的算法实际上给出了一种对最佳估计值的逼近方法，它使得参考模板信号与接收信号可以很好的匹配，有效的降低了接收信号的误码率。从表面上看，此信号产生方法类似与DPSK差分接收机，但却有本质的不同，DPSK差分接收机总是采用接收到的前一个信号与当前接收的信号做相关后判决，因此接收信息只跟接收信号相邻的两个符号有关，当发生一个错判后，很容易造成一系列错判，这就是误码率扩散问题，而本发明产生的参考模板信号与所有的接收信号相关，一个错判不会带来误码率的扩散，具有较强的容错能力。图6给出了本发明所述的频域接收机性能仿真结果，图中同时给出了传统UWB瑞克接收机的接收仿真结果，从仿真结果可以看出，本发明的接收性能与瑞克接收方法接近，在误码率高的情况下甚至低于瑞克接收机，但本发明却有着很低的复杂度。

4、频域相关器

频域相关器将接收的频域信号与频域相关模板产生单元产生的模板信号进行频域相关，即相乘求和操作，得到的信号即可作为平判决输出。其大致过程如下：

在接收端根据A/D转换电路获取相应的接收信号，将获取的接收信号与频域相关模板信号产生单元所产生的新的本地模板信号作频域相关，具体方法如下：

将过滤波器采样后的量化信号共轭X^*(f)与模板信号产生单元生成的频域模板信号 作相关运算，即先作乘法运算再求和，如下式所示：

$R\left(\mathrm{\τ}\right)=\∫x\left(t\right)\tilde{x}(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}=F^{-1}\left\{X^{*}\left(f\right)\tilde{X}\left(f\right)\right\}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i^{*}\widetilde{X_i}$

其中，x(t)为接收时域信号，

为参考时域模板信号，X^*(f)和

分别为接收信号的频率响应共轭及模板信号的频率响应。X_i ^*为离散化的接收信号频率响应共轭，

为离散化的模板信号的频率响应。有上式可知，对频域值求出τ＝0时的逆傅立叶变化 即可得到时域信号，即相当于作相乘求和操作。

5、同步单元：在一个符号内，从由ADC采样得到的频域信号中恢复出时域信号，通过时域同步得到同步信息进一步控制ADC采样单元。

6、能量信号检测单元：为UWB网络提供一种实用的信道空闲评估(CCA)服务，以便进行分布式及随机媒体访问。频域接收机的CCA电路是通过检测接收到的频谱能量来实现，这样做的好处是可以快速的捕获UWB窄脉冲能量，而在传统的UWB时域接收中CCA要花费较长的时间。

二、频率采样

由于UWB系统跨越很宽的带宽，高性能的宽带LNA在实现上很困难，而在图3中提到的结构中，LNA只需要对应与各个频点范围内实现线性低噪法放大即可，在实现上很容易实现。滤波后的信号实际上就从时域变换到频域，而且是复信号，对信号作采样/保持和A/D变换，在一个采样周期内，得到2×k组频域信号X，对X作插值处理，即可得到接收信号的频域信号。注意，对于带通滤波器来说，滤波输出包括两路信号，实信号和虚信号，滤波器实际结构如图3所示。因对两路信号进行采样后相加，得到了实际的频域信号。

整个频域接收结构由多个滤波器分支以及相应的多个ADC组成，如图3所示，接收信号经过K个低噪放大器和带通滤波器组，滤波器系数为F_k。各分支频率为F_k的滤波器捕获接收信号中频谱的成分为F_k的信息，k为整数。F_k应该落在脉冲信号的频率范围内，注意到F_k的选择是根据当前信号质量由自适应反馈算法来决定。在这里，滤波器的分支数K的选择很关键，为了捕获更多的多径信号，理论上要求K越大越好，但是K的增大导致滤波器分支的总数增加，接收机的复杂度增加，因此滤波器组的数目是预先固定的，因此，在选择和设计参数K时，要根据接收性能的要求结合当前的信道状态信息来作一个折中的考虑。

每一个滤波器分支需要两个ADC，ADC的采样率是脉冲重复周期PRI的倒数。从这里可以看出，频域接收机的ADC采样率取决于PRI，即符号速率，而不是与脉冲宽度相对应的码片级采样速率。因此ADC操作的频率低得多，使得在CMOS中实现ADC成为可能，同时注意到，由于采样的速率大大降低，实际采样中并不需要对每一分支对应一个ADC，只需要将这些采样保持电路通过多路开关切换到同一个ADC来实现，此时ADC的采样速率调整为K/PRI，它的采样速率同样很低。

因为信道存在多径衰落，要对信号作多径合并，对时域信号的多径合并采用瑞克接收机来实现，通常针对每一条径使用一个瑞克接收机，这样，随着多径的增多，系统的复杂度增大。而对于频域信号来说，由于观察时间窗口长度较长，多径能量已经被收集，所以，只需要作符号内的匹配滤波相关，即可完成多径接收，其中原理跟OFDM系统类似。为了得到相关的参考波形，要对接收信号作多径分解即信道估计，得到时域空间的信道脉冲相应ch(t)，对得到ch(t)作FFT变换到频域，如：

$R\left(\mathrm{\τ}\right)=\∫x\left(t\right)\tilde{x}(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}=F^{-1}\left\{X^{*}\left(f\right)\tilde{X}\left(f\right)\right\}$

所示。x(t)为接收时域信号， 为参考时域信号，X^*(f)和

分别为接收信号的频率响应的共轭及模板信号频率响应。求出τ＝0时的 即可作时域信号判决。

三、信号的恢复和判决

根据傅立叶变换定理，二个实信号x(t)在时域内的相关操作相当于在频域内作乘法运算。假定接收信号能够理想的同步，那么接收信号与参考信号作相关运算后的峰值在t＝0处，在t＝0处的相关值等于系数为0的IFFT输出，实际上它等于频谱分量的和，这样作有一个好处，所有的操作只设计加和乘运算，复杂度可以很低。换句话说，时域内的卷积运算等于频域内的乘法运算。所以，具体实现时算法的复杂度很低。

传统的窄带数字通信接收器采用瑞克接收器来收集多径能量。它要求一个指状分支收集一路多径信号，显而易见，对于全瑞克接收机来说，指状分支的数目取决于多径的数目。同时，指状分支的增加使得电路的复杂性迅速地增加，对于超宽带信道来说，室内多径衰落严重，多径数目很多，通常情况下都采用选择性瑞克来选择部分最强径来合并。而在本发明的频域接收中，通过频域变换，接收机能够捕获全部的多径能量，这一点类似于OFDM，它电路的复杂度不依赖于多径的数目。因此，它非常适合于多径衰落严重的信道环境例如UWB，尤其是非视距信道NLOS CM3和CM4。最后，传统的瑞克结构在瑞克分支中需要使用延迟单元来延时信号，这使得瑞克接收机的性能很大程度上依赖于信道估计的结果，同时复杂度也很高。

最后，UWB系统的窄脉冲及低辐射功率特性使得很难通过检测繁忙媒介来提供CCA，而这却是随机及分布式媒体访问控制协议CSMA的基础。当检测到数据包开始发送时，CCA在发送及启动接收以前检查信道是否空闲。频域接收机可为UWB网络提供一种实用的CCA服务，以进行分布式及随机媒体访问。CCA电路检查接收到的频谱能量(这些能量总是在发射前存在)，以避免在时域中费时地搜寻窄脉冲。与全接收器相比，此电路具有适中的硬件复杂性及功耗。由于滤波器在发射的头几个脉冲内开始振荡、且幅度检波器在一个PRI即能很好地达到其最大值，故频域CCA需检测短时间内的信号活动情况。而由于多径处于带内且在PRI上重复，故多径效应对检测概率的影响很小。时序抖动亦不会明显改变谱线的位置，因此不会影响电路性能。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉UWB技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可以轻易的想到的变化或者替换，到应该涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (14)

1、一种用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收机，包括：

带通滤波器组，所述带通滤波器组中的每个带通滤波器滤取接收信号中的对应频点信号的频谱信息，其中相邻滤波器的中心频率相差固定的频率间隔F_I，并且通过反馈自适应地调整每个带通滤波器的中心频率；

采样保持电路，用于以接收信号的符号频率T_s对每个带通滤波器滤波后的信号进行采样；

A/D转换电路，用于以转换速率KT_s对采样得到的信号进行模数转换，以得到K组频域数字复信号，其中K为带通滤波器的数量；

与所述A/D转换电路相耦合的频域相关模板信号产生单元，被设置成将所述K组频域数字复信号与当前的本地模板信号作极大似然估计，将前一符号得到的未经过频域相关处理的信号乘于判决因子，所述判决因子由接收符号与本地模板信号作频域相关处理后判决得到，符号为+/-1；并且将所述乘于判决因子后的信号与当前的本地模板信号作平均处理，所得到的信号作为新的本地模板信号；

频率相关器，被设置成将从所述A/D转换电路得到的K组频域数字复信号与所述新的本地模板信号进行频率相关，从而得到发送信息。

2、根据权利要求1所述的自适应频域接收机，其中在每个带通滤波器之前还设置一个窄带放大器，用于对将由带通滤波器接收的信号进行线性低噪放大，并且所述窄带放大器的中心频率根据接收信号而做自适应调整。

3、根据权利要求1所述的自适应频域接收机，其中在所述采样保持电路和所述A/D转换电路之间还设置一个多路切换开关，用于将带通滤波器滤波后的K组信号分别切换到所述A/D转换电路，以进行模数转换。

4、根据权利要求1所述的自适应频域接收机，还包括一个与所述A/D转换电路相耦合的同步单元，所述同步单元被设置成从一个符号内的由所述A/D转换电路采样得到的频域信号中恢复出时域信号，通过时域同步得到同步信息来控制所述A/D转换电路。

5、根据权利要求1所述的适应频域接收机，其中所述频域相关器被设置成将经过带通滤波器采样后的量化信号共轭X^*(f)与所述模板信号产生单元生成的频域模板信号

作相关运算，即先作乘法运算再求和，如下式所示：

$R\left(\mathrm{\τ}\right)=\∫x\left(t\right)\tilde{x}(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}=F^{-1}\left\{X^{*}\left(f\right)\tilde{X}\left(f\right)\right\}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i^{*}{\tilde{X}}_i$

其中，x(t)为接收时域信号， 为参考时域模板信号，X^*(f)和分别为接收信号的频率响应共轭及模板信号的频率响应，X_i ^*为离散化的接收信号频率响应共轭， 为离散化的模板信号的频率响应。

6、根据权利要求1所述的自适应频域接收机，其中所述固定频率间隔 $F_I=\frac{F_H-F_L}{K},$ 其中F_L和F_H分别是接收信号频谱的低频阀值和高频阀值。

7、根据权利要求6所述的自适应频域接收机，其中通过以下公式来调整各个滤波器的中心频率F_k，即

F_k(n)＝F_L(n)+kF_I，

其中F_L(n)＝F_L(n-1)+λΔ(n)，

λ为步进长度，Δ(n)为根据当前输出的信噪比增量与前一个输出的信噪比增量差值而得到的增量值。

8、一种用于超宽带无线通信系统的自适应频域接收方法，在所述方法中使用一个带通滤波器组，其中相邻滤波器的中心频率相差固定的频率间隔F_I，并且通过反馈自适应地调整每个带通滤波器的中心频率，所述方法包括步骤：

(1)所述带通滤波器组中的每个带通滤波器滤取接收信号中的对应频点信号的频谱信息；

(2)以接收信号的符号频率T_s对每个带通滤波器滤波后的信号进行采样；

(3)以转换速率KT_s对采样得到的信号进行模数转换，以得到K组频域数字复信号，其中K为带通滤波器的数量；

(4)将所述K组频域数字复信号与当前的本地模板信号作极大似然估计，将前一符号得到的未经过频域相关处理的信号乘于判决因子，所述判决因子由接收符号与本地模板信号作频域相关处理后判决得到，符号为+/-1；并且将所述乘于判决因子后的信号与当前的本地模板信号作平均处理，所得到的信号作为新的本地模板信号；

(5)将从所述A/D转换电路得到的K组频域数字复信号与所述新的本地模板信号进行频率相关，从而得到发送信息。

9、根据权利要求8所述的频域接收方法，其中步骤(1)还包括步骤：

在带通滤波器滤波之前对接收信号进行线性低噪放大。

10、根据权利要求8所述的频域接收方法，其中步骤(4)还包括：

在接收初始化阶段，发送端发送预先设定的短长度训练符号，频域接收机接收到所述训练符号后，由模板信号产生单元产生一个初始化模板信号；

所述模板信号产生单元从A/D转换电路中获取相应的接收信号，将获取的信号与当前的模板信号做频域相关得到输出判决符号，再将获取的信号、判决符号反馈到所述模板信号产生单元，与当前的模板信号做样本平均处理，获取新的本地模板信号。

11、根据权利要求10所述的频域接收方法，其中所述样本平均处理以获取新的本地模板信号的步骤还包括：

将前一时刻接收到的未经过频域相关处理的信号与前一时刻接收信号的判决符号做二进制符号(+1/-1)相乘，将乘积后的信号加上当前的模板信号并做平均处理，处理后的结果作为新的本地模板信号。

12、根据权利要求8所述的频域接收方法，其中步骤(5)还包括：

将经过带通滤波器采样后的量化信号共轭X^*(f)与频域模板信号作相关运算，即先作乘法运算再求和，如下式所示：

$R\left(\mathrm{\τ}\right)=\∫x\left(t\right)\tilde{x}(t+\mathrm{\τ})\mathrm{dt}=F^{-1}\left\{X^{*}\left(f\right)\tilde{X}\left(f\right)\right\}=\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{X}_i^{*}{\tilde{X}}_i$

其中，x(t)为接收时域信号，

为参考时域模板信号，X^*(f)和分别为接收信号的频率响应共轭及模板信号的频率响应，X_i ^*为离散化的接收信号频率响应共轭，

为离散化的模板信号的频率响应。

13、根据权利要求8所述的频域接收方法，其中所述固定频率间隔 $F_I=\frac{F_H-F_L}{K},$ 其中F_L和F_H分别是接收信号频谱的低频阀值和高频阀值。

14、根据权利要求8所述的自适应频域方法，其中通过以下公式来调整各个滤波器的中心频率F_k，即

F_k(n)＝F_L(n)+kF_I，

其中F_L(n)＝F_L(n-1)+λΔ(n)，

λ为步进长度，Δ(n)为根据当前输出的信噪比增量与前一个输出的信噪比增量差值而得到的增量值。

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