CN1624442A

CN1624442A - 通过同步降压转换器的mosfet测量温度和电流的技术

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Publication number: CN1624442A
Application number: CNA2004101038958A
Authority: CN
Inventors: L·G·皮尔斯
Original assignee: Intersil Inc
Current assignee: Intersil Corp
Priority date: 2003-10-22
Filing date: 2004-10-22
Publication date: 2005-06-08
Anticipated expiration: 2024-10-22
Also published as: US6946897B2; TW200529539A; TWI269515B; US20050088863A1; CN100382423C

Abstract

为了在同步降压DC－DC转换器中导出温度和电流的精确测量，对低压侧功率MOSFET执行反向导电电压(V_ON)的值的同步导电周期测量，和体二极管导电电压(V_DF)的值的异步导电周期测量。然后，这两个被测值被用作二维——二维变换函数(例如，查阅表)的双输入，该变换函数有效的将被测电压值映射成用于电流(I)和温度(T)的输出值。

Description

通过同步降压转换器的MOSFET测量温度和电流的技术

技术领域

本发明涉及通常的电源电路及为此的元件，特别是直接涉及一种在同步降压DC-DC转换器中由温度和电流的精确测量导出的方案，其通过执行对MOSFET反向导电电压V_on的值的同步导电周期测量，和对所述低压测功率MOSFET的体二极管导电电压V_DF的值的异步导电周期测量得到。然后，这两个被测值用作给二维——二维变换函数(例如查阅表)的双输入，该函数有效的产生电流I和温度T的值。

背景技术

许多用于高性能同步降压模式DC-DC转换器的用户规范授命其能够监测功率元件的电流和温度。这特别属于在最近发展的以微处理机为基础的电子设备的中央处理单元(CPU)所采用的铁芯电压调节器中的情况。该调节器典型的作为具有紧密的额定负载线(有效输出阻抗)的多相转换器来实现，该多相转换器需要关于该调节器所供的电流的准确信息。虽然温度测量通常受限于提供热补偿，该热补偿用于连同热击穿控制的某些形式一起的电流测量，但是，最近的规范已经朝向用于热测量的额外用途发展，包括CPU操作和系统“遥测”数据的节流。

基本的同步半桥相控降压转换器用图解法示于图1，其包含高压侧MOSFET10，该MOSFET10与低压侧MOSFET20串联耦合，从而在一对电源导轨(Vdd和地(GDN))之间具有源漏极电流通路；两个MOSFET的公共节点15接入电感30而提供下游负载端子。同样如图1所示的寄生电阻与上述元件在一起，特别是高压侧MOSFET10的寄生电阻R_DSON10，低压侧MOSFET20的寄生电阻R_DSON20和电感30的串联有效电阻ESR。现在，虽然这些寄生元件允许该电感电流的间接测量，但还有与之使用时一起出现的问题。

首先，所有的三元件都有温度依存性，如果从跨过其上的关联电压测量中提取精确的电流数据就必须测量和补偿该温度依存性。现有技术的系统通常采用电热调节器来测量邻近于最重要的热源的温度。不幸的是，成本和体积的考虑常常限制了那些热敏元件以致于仅仅有单一的定位。在多相系统中，这变得尤其成问题，因为它限制了检测那些能够表现出迫近发生故障的热问题的能力。这同样有制造公差的问题，必须也满足系统准确性或校准的要求。

遏制这些问题的一种方法是在半桥的支路之一插入一个精密测量电阻，并为该精密测量电阻提供温度补偿。但是，这导致额外的能量损耗，并且增加了整个转换器设计中的元件。另一种用于电流测量的方法是在高压侧或是低压侧MOSFET之一加入一个导向(电流反射镜)FET。这后一种方案是特使用途的功率器件，在导向电流上仍然需要精确的电流测量。

发明概述

根据本发明，上述所讨论的问题可以通过一种新式改进型电流和温度测量方法有效的消除，其在降压模式DC-DC转换器中利用以下事实，即低压侧MOSFET的两种导电方式(不是以MOSFET方式就是以二极管方式运行)存在不同于电流对于MOSFET的反向导电电压V_ON的特性，和不同于电流对于体二极管的正向导电电压V_DF的特性，以及温度对于那些电压也相反的相关性。这些对应于MOSFET的各个运行方式的工作情况的差异促使这两种导电方式的电压(V_ON，V_DF)被测值被用作二维变换或者映入相对于电流对(T，I)的温度。

为了使用数据(V_ON、V_DF)到数据(T，I)的映射，可能要使用二维——二维查阅表(LUT)。通过将在同步测量操作期间所得低压侧MOSFET的反向导电电压V_ON和在异步测量操作期间所得的体二极管的正向导电电压V_DF数字化，而得到该查阅表的输入值。然后，这些数字电压值与处理器相联存储器联系在一起，该存储器包含用于将数据(V_ON、V_DF)映射到数据(T，I)的LUT。该(V_ON、V_DF)值可以与行列地址相对应，该行列地址用于代表温度和电流的两个存储单元。在被测电压值点与该查阅表的网格点不精确重合之处，可以用插值法来实现导出相关的温度和电流值。

由上已知，通过获得该查阅表的输入电压对，用于导出低压侧MOSFET的反向导电电压V_ON之值的测量是同步的，而用于导出MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF之值的测量是异步的。由于温度变化是相对渐进的并且仅需要不经常的采样，所以相对地不经常的测得V_DF。在所有V_DF的测量之间，可以有效的将温度对待成一个常数，且可以将V_ON之值应用作为在标准R_DSON检测方案中的电流检测。

附图说明

图1用图解法表示具有寄生电阻元件的同步降压模式DC-DC电压转换器的基本电路结构。

图2复制图1中缺少寄生电阻元件的电路结构，并显示低压侧MOSFET的体二极管。

图3是表示电流随MOSFET的反向导电电压V_ON和MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF而变化的曲线图。

图4是表示MOSFET的反向导电电压V_ON和MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF随温度而变化的曲线图。

图5是对于MOSFET的反向导电电压V_ON和MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF的定值等高线，电流对温度的二维映射图。

图6是图5的二维映射的逆反图。

图7是表示用于实现本发明的被测电压参数的处理体系结构图。

图8表示图6中的二维映射，其按照MOSFET的反向导电电压V_ON和MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF坐标的正交系，利用16×16网格(512个存储单元)作为标准线性二维LUT。

图9表示简化复杂性的基于矩形网格的插值方案。

图10表示图9中的插值方案的半网格转换。

图11是时序图，表示对低压侧MOSFET的反向导电电压V_ON为同步，而对MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF为异步的测量方式。

本发明的详细描述

如上简要所述，本发明利用以下事实，即在降压模式DC-DC电压转换器中用作同步整流器的MOSFET，能够提供关于该MOSFET的温度和电流信息。在标准降压模式DC-DC电压转换器中，低压侧二极管被用作环流通过的元件。就二极管本身而言，其在低压降压模式转换器中，由于二极管的正向电压降而产生了过大的损耗。采用一个MOSFET同步整流器足以减少上述损耗，因为当该MOSFET导通或者激活时，电压降会比二极管的低很多。

如图2中用图解法所示，在标准MOSFET(这里指低压侧MOSFET20)内固有的是体二极管40，其与MOSFET的导通路径平行接入。当MOSFET20不导通(非激活)，该转换器以异步方式运行。低压侧MOSFET20(不是作为MOSFET，就是作为二极管)的两种导电方式存在既与电流I-电压V特性截然不同的特性，也与之相反的温度相关性。按照本发明，这些对应于两种运行方式的工作情况的差异促进对这两种导电方式的电压(V_ON，V_DF)被转换成唯一的温度和电流特性对的认识。

更特殊的是，“理想”二极管存在并如以下公式(1)定义了I-V特性：

I＝KT³exp(-Vg/kT)(exp(V/nkT)-1)

(1)

其中，T是绝对温度，Vg是半导体间隙电压(对于Si为1.1eV)，k是玻尔兹曼常数(8.62Ev/°k)，V是施加在横过二极管结上的电压，n是理想因子(其中，1n2)。常数K是包括二极管几何效应的值。出于以下论述的目的，该二极管将被假设为于电阻性元件串联，以使整个二极管的关系可以被公式(2)所定义：

I＝KT³exp(-Vg/kT)(exp({V-IR_DIO(T)}/NKt)-1)

(2)

其中，电阻元件的阻抗R_DIO是温度的函数。为了方便，在以下论述中，该阻抗将被假设为与MOSFET的源漏间导电路径或导通阻抗R_DSON成比例。R_DSON通常被定义为温度的二阶函数，如公式(3)中所述：

R_DSON(T)＝R_DSON(T₀){1+(T-T₀)+(T-T₀)²}

(3)

在上述两种导电关系的基础上，在图3中可以绘制出MOSFET的I-V特性曲线，用于该参数集：K＝1e4；n＝1.5；R_DSON(T0)＝5毫欧，R_DIO＝R_DSON/2；T₀＝25℃；＝2.5e-3°/C；且＝1.25e-5°/C²。

如图3中所示，对于温度升高，MOSFET的反向导电特性(V_ON)经历从曲线31到32缓慢地倾斜下降，以便需要稍大些的电压来完成相同的电流。另一方面，MOSFET的体二极管的正向导电(V_DF)需要较低的电压来完成如图中所示在曲线33和34上更高温度的相同电流。

图4绘出了作为温度的函数的电压，其用于每一个反向导电特性(V_ON)和MOSFET的体二极管的正向导电(V_DF)。曲线41和42对应于反向导电特性(V_ON)，而曲线43和44对应于正向导电(V_DF)特性。此外，两种特性的工作情况是彼此相反的。

这些电流对电压和电压对温度的差异允许将温度和电流对(T，I)二维映射到MOSFET和二极管的电压降对(V_ON，V_DF)。图5示出在一个方向上的该映射，其以温度和电流T、I为直角坐标，在常数电压V_ON下的等高线为虚线曲线51，在常数电压V_DF下的等高线为实线曲线52。图6示出图5所示曲线的逆映射，其以导电电压V_DF、V_ON为直角坐标，在常数温度T下的等高线为虚线曲线61，在常数电流I下的等高线为实线曲线62。

虽然图5中温度和电流(0＜T＜150°/C，1＜I＜25A)的二维定义域是矩形，当在图6中以V_ON-V_DF坐标观察时可见其经历了几何曲线畸变，但是很容易从数学上估计到，在V_DF、V_ON区域和T、I区域之间有一个清晰的互逆映射。而且，即使本实施例采用特殊函数相关性，但产生该映射所必需的重要方面仍是相反的温度趋势和不同的I-V形式(线性的对指数的)。

相对简明地实行使用二维映射((V_ON，V_DF)数据到(T，I)数据的转换)，其包括包括对二维——二维查阅表(LUT)的使用，如图7中用图解法所示。如其所示，低压侧MOSFET的反向导电电压V_ON和MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF是通过各自的缓冲放大器70、72，并经多路复用器与AD转换器74连接。然后，将数字化的值供给处理器75，其包含用于将(V_ON，V_DF)数据映射到(T，I)数据的所有LUT。V_ON、V_DF的值被转换成行列地址，其供给两个分别代表温度和电流的存储单元76、77。

图8表示使用16×16网格(512个存储单元)的标准线性二维LUT。因为该数据是量子化的，所以在各单元之间需要插值。另外，映射的畸变会导致存储单元超出有利益的T-I定义域。在插值精度和存储尺寸之间折衷是相对简明的。更多存储的提供减少了不使用插值而用网格的误差。另一方面，采用插值能够减少误差，而不用增加存储。

图9表示简化复杂性的基于矩形网格的插值方案。该插值减少了在四个角上的LUT值：F₀₀、F_A0、F_AB、F_0B，并且产生出由该四角定义的矩形中央的该四角的平均值。这相对简单的插值依旧隐含了合理的计算负荷，但任何人都可以利用电流数字集成电路容易的实现。

在本实施例中，最大电流为25A，且R_DSON具有1∶1.60的标准化值域(对于1.60的比值，0-150°/C产生0.95-1.51的值域)。如果LUT的安培分辨率要达到要求，那么V_ON的值域(与I成比例)必须具有1.60×(25或40)个网格点。将此值向上切到最接近的2的幂，并假设在V_DF中相等的地址空间产生(64×64×2＝2¹³)或者8K的LUT存储地址。进一步的，假设数据宽度8bit(与在T和I上的满刻度分辨率的+/-1％相似)，则所必需的LUT存储器为8Kbit。

在存储和插值之间合理的折衷是使用图9所示仅用于半网格点(a＝A/2，b＝B/2)的插值。图10示出这种简化对于网格的插值，其中

F′_nm＝G_nm＝{(2-n)(2-m)F₀₀+(n)(2-m)F_A0+(2-n)(m)F_0B+nmF_AB}/4，

其中，n，m＝{0，1}，

F′₀₀＝G₀₀＝F₀₀，

F′₁₀＝G₁₀＝{F₀₀+F_A0}/2，

F′₀₁＝G₀₁＝{F₀₀+F_0B}/2，

F′₁₁＝G₁₁＝{F₀₀+F_A0+F_0B+F_AB}/4.

在此方案中，LUT区域的数目按大约4的倍率增长。该计算的优点在于通过2的幂(位移)来实现所有乘法。

上述讨论假设该二维映射是已知的，其在本质上具有无限精度，而忽略了两个问题。第一个问题是精确的测量该映射的能力。虽然这对于特效MOSFET来说不是重大问题，但必须注意的是，任何给定的MOSFET在性能上都存在统计分布。除非每个MOSFET都单独特征化，并且相关联的唯一的LUT产生的MOSFET的变化是该映射的误差的主要形式。如果需要比“平均水平”LUT更高的精确度，就必需某些形式的自校准。要达到此目的一种做法是对稳压器的完成进行一种有效期限制造的校准，也就是在转换器中安装完MOSFET以后。如果该程序在已知温度上通过特效MOSFET提供一个已知电流值，那么在映射集合与用于特效MOSFET的映射之间至少存在一个比较点。这有效地产生了用于每个电压对V_ON和V_DF的映射偏移量。

获得该电压对的测量，对于导出低压侧MOSFET的反向导电电压V_ON的值是同步的，而对于导出MOSFET的体二极管的正向导电电压V_DF的值是异步的。图11图解说明了这些测量可以实现的方式。如图所示V_ON在第一个周期111内被测量，其用作监测低压侧MOSFET的R_DSON的系统标准，以确定电流。甚至在正常的同步操作期间，在每个转换跃迁中都有简短的时间间隔，期间MOSFET的体二极管是导通的，但由于功率损耗，要尽可能使保持导通的时间短。结果，从时间安排的角度考虑和从噪声(在急剧变化之后的上升)的观点来看，在该时间间隔中测量V_DF值是不实际的。

第二周期112代表MOSFET没有接通的异步转换周期，并且导电仅通过MOSFET的体二极管发生。因而在此周期内测量到V_DF。因为任何温度变化都是相对平缓的，并且仅需要不经常的采样，所以能够相对不经常的测量到V_DF。在1MHz的转换速率和1％的V_DF测量比率之处，温度能够在每100微秒被测，这仍是依据转换器的热时间常数的很好的比率。这百分之一的V_DF周期使系统由于异步操作而产生效率的损失保持在非常小的水平。在所有V_DF的测量之间，能够有效的将温度当作常数对待，并且能够将V_ON的值施加在电流监测上，用于标准R_DSON监测方案中。当然，该MOSFET可以在异步V_DF测量之后立即接通，所以用于整个切换时间的异步操作不必撤消。

要注意的是，前面的描述隐含零电感滞流。由于电感滞流增长(对应于在所有转换之间的V_SW的斜坡)，所以有出现误差的可能。这可以通过使用经验偏移量或者在一个周期内实施多次测量来调节，以建立斜坡和因而外插调整过的电压值。接着，这些调整过的电压值将作为输入供给上述的二维映射方案。

虽然根据本发明的一个实施例已显示和描述了I，但是作为本领域技术人员，应该理解相同的I不受限于此外的各种数量变化和变型。因此I不会受限于在这里显示和描述的细节，而要覆盖所有的那些对于本领域普通技术人员显而易见的变化和变型。

Claims

1.为了以降压模式DC-DC电压转换器方式使用，提供一种导出流过第一和第二电子电源开关器件的电流及相关联的操作温度的测量的方法，该转换器具有连接在各自的电源端子之间的所述开关器件，以及在其间通过电感连接到稳定电压输出电压端子的公共节点，该方法包括以下步骤：

(a)测量所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述第一和第二电子参量；和

(b)根据变换函数处理在步骤(a)中测量的所述第一和第二电子参量的值，该变换函数根据所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述第一和第二电子参量，有效的产生所述电流和温度值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，步骤(b)包括根据所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述第一和第二电子参量存储电流和温度值的映射，并且将步骤(a)中所测的所述第一和第二电子参量的值耦合到所述映射，以及从其中提取用于所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述电流和温度值。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述第一和第二电子电源开关器件包括功率MOSFET，所述第一和第二电子参量对应于所述第一和第二功率MOSFET之一的反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，步骤(a)包括针对所述第一和第二功率MOSFET之一，测量其在同步导电周期内的所述导电电压(V_ON)，和在异步导电周期内的所述体二极管导电电压(V_DF)。

5.根据权利要求3所述的方法，其中，步骤(b)包括从所述映射包含的电流和温度值中，插入所述第一和第二电子功率MOSFET之一的电流和温度值。

6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一和第二电子电源开关器件包括各自的所述DC-DC电压转换器的高压侧和低压侧功率MOSFET，并且所述第一和第二电子参量对应于所述低压侧功率MOSFET的反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)。

7.一种在降压模式DC-DC电压转换器中导出电压和电流的测量的方法，该转换器具有连接在各自的电源端子之间的高压侧和低压侧功率开关MOSFET，以及在其间通过电感连接到稳定电压输出的公共节点，该方法包括以下步骤：

(a)执行所述低压侧功率MOSFET的反向导电电压(V_ON)值的同步导电周期测量，和体二极管导电电压(V_DF)值的异步导电周期测量；以及

(b)将在步骤(a)中所测的所述低压侧功率MOSFET的所述反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)的值转移到二维变换函数，该变换函数有效的产生电流和温度值。

8.根据权利要求7所述的方法，其中，步骤(b)包括根据所述低压侧功率MOSFET的反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)，存储电流对温度值的二维映射函数，并且将所述低压侧功率MOSFET的所述反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)的值耦合到所述二维映射函数，以及从其中导出所述低压侧功率MOSFET的所述电流和温度值。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，步骤(b)包括从所述二维映射函数包含的电流和温度值中，插入所述低压侧功率MOSFET的电流和温度值。

10.为了以降压模式DC-DC电压转换器方式使用，提供一种导出流过第一和第二电子电源开关器件的电流及相关联的操作温度的测量的设备，该转换器具有连接在各自的电源端子之间的所述开关器件，以及在其间通过电感连接到稳定电压输出电压端子的公共节点，该设备包括以下部件：

参数测量电路，其有效的测量所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述第一和第二电子参量；和

处理部件，其根据变换函数有效的处理在所述参数测量电路中测量的所述第一和第二电子参量的值，该变换函数根据所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述第一和第二电子参量，有效的产生所述电流和温度值。

11.根据权利要求10所述的设备，其中，所述处理部件包含了根据所述第一和第二电子电源开关器件之一的所述第一和第二电子参量的电流和温度值的二维映射函数，并且根据所述二维映射函数，将所述第一和第二电子参量的被测值有效的变换成所述用于第一和第二电子电源开关器件之一的所述电流和温度值。

12.根据权利要求11所述的设备，其中，所述第一和第二电子电源开关器件包括功率MOSFET，所述第一和第二电子参量对应于所述第一和第二功率MOSFET之一的反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)。

13.根据权利要求12所述的设备，其中，针对所述第一和第二功率MOSFET之一，所述参数测量电路有效的测量其在同步导电周期内的所述导电电压(V_ON)，和在异步导电周期内的所述体二极管导电电压(V_DF)。

14.根据权利要求13所述的设备，其中，所述处理部件有效的从所述映射包含的电流和温度值中，插入所述第一和第二电子功率MOSFET之一的电流和温度值。

15.根据权利要求10所述的设备，其中，所述第一和第二电子电源开关器件包括各自的所述DC-DC电压转换器的高压侧和低压侧功率MOSFET，并且所述第一和第二电子参量对应于所述低压侧功率MOSFET的反向导电电压(V_ON)和体二极管导电电压(V_DF)。