CN1619994A - 码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及码分多址移动通信方法，公开了一种码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，使得频偏估计的精度得到提高，从而改善多径搜索和判决的性能。这种码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法包含以下步骤：将相关信号序列和输入信号序列进行滑动相关，计算子复时延谱；根据所述子复时延谱，分段计算相干累加值序列和功率时延谱；根据所述功率时延谱粗搜索若干个候选径位置的相位点；根据所述相干累加值和所述候选径的相位点，计算候选径位置的相位点的频偏估计值。

Description

码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法

技术领域

本发明涉及码分多址移动通信方法，特别涉及码分多址移动通信系统中的自动频率控制。

背景技术

第三代移动通信系统是能够满足国际电信联盟提出的国际移动通信(International Mobile Telecommunication 2000，简称“IMT-2000”)/未来公众陆地移动电话系统(Future Public Land Mobile Telephone Systems，简称“FPLMTS”)标准的新一代移动通信系统，要求具有很好的网络兼容性，能够实现全球范围内多个不同系统间的漫游，不仅要为移动用户提供话音及低速率数据业务，而且要提供广泛的多媒体业务。根据这一标准，目前世界上已提出了宽带码分多址(Wide-band Code Division Multiple Access，简称“WCDMA”)、Cdma2000、时分同步码分多址(Time Division SynchronousCode Division Multiple Access，简称“TD-SCDMA”)等第三代移动通信系统方案。虽然这些方案不甚相同，但是由于码分多址移动通信系统具有高容量、高服务质量和保密性好等优点，全世界在第三代移动通信系统中采用码分多址(Code Division Multiple Access，简称“CDMA”)技术已经达成共识。

同步是通信系统中一个重要的实际问题。当采用同步解调或相干检测时，接收端需要提供一个与发射端调制载波同频同相的相干载波。这个相干载波的获取就是载波同步。载波同步在移动通信系统中显得尤为重要，因为移动通信环境中，存在各种干扰，比如多址干扰、多径频率扩散、多普勒频移等，使得信道性能降低，信号质量不如有线通信。这些问题同样影响了载波同步的性能和实现复杂度，比如当接收机相对发射机处在一定速率的运动状态时，接收到的信号会有多普勒频移，频偏量和相对速度成正比，如果频偏超过一定的程度，将会造成通信质量恶性下降，而且载波提取会变得不精确。上述问题同样会出现在CDMA移动通信系统中。

因此，在CDMA移动通信系统中怎样提高载波同步的性能，已成为CDMA的关键技术之一。CDMA系统中用户终端设备(User Equipment，简称“UE”)和基站系统(Base Station，简称“BS”)之间的上行、下行信道都采用相干解调的检测方法，这要求接收端的解调载波和发送端的调制载波同频同相。由于体积和成本所限制，UE的本地晶振的长期稳定性不可能做的很高。再加上UE的移动性产生的多普勒频移，这都使得UE和BS之间存在调制载波和解调载波的相差和频差。以至于在UE端载波同步成为必须的关键技术之一，直接影响接收信号的质量和服务质量。

特别在WCDMA移动通信系统中，按照标准，UE的晶振输出抖动必须小于3ppm，UE的移动速度却可以达到500km/h，由此推算UE的载波抖动可以使UE的解调载波和BS的调制载波之间产生高达6kHZ的频偏，加上由于UE的移动性产生的多普勒频移为1kHZ，频偏可以达到7kHZ。目前采用的自动频率控制(Automatic Frequency Control，简称“AFC”)技术，是用于跟踪和捕获从BS接收的信号中的载波频率的，以达到发送和接收频率一致。根据WCDMA标准，UE在使用AFC技术之后，其载波抖动应小于0.1ppm，也即200HZ。这说明AFC技术在解决CDMA移动通信系统的载波同步问题中具有很大的优越性。

只在UE端使用AFC技术，并不能解决BS的载波同步问题。虽然BS的晶振的稳定性显然要比UE高得多，但是UE的高速移动带来的多普勒频移，和UE在小区之间软切换的时候与多个基站同时进行通信，却只和其中一个基站实行载波同步，这都将导致UE和BS之间的频偏最高可能达到400-600HZ。于是在BS中也需要采用AFC技术进行载波同步。

在CDMA系统中，AFC技术有两种，区别在于频偏的纠正是在多径搜索之前或是多径搜索之后进行。如果频偏纠正在多径搜索之前，多径搜索过程中将不会受到频偏的影响，可以提高多径搜索的准确性；反之，在多径搜索之后进行频偏纠正可以减少频偏纠正的复杂度，因为根据多径信息可以直接在这些径的相位点上进行频偏估计和纠正。考虑到系统性能的要求，一般采用在多径搜索之前进行频偏纠正的做法，本发明涉及的就是不知道多径信息之前进行频偏纠正的AFC方法。

目前采用的AFC估计方法包含以下步骤：

通过相关序列在输入的一段信号上滑动相关，得到子复时延谱(Complex Delay Profile，简称“CDP”)；

在所有相位点进行AFC估计，得到频偏估计结果；

对所有相位点进行纠偏得到完整的CDP，这里根据相位点的频偏估计结果可以对该相位点进行纠偏，再将纠偏以后得到的子CDP叠加计算得到完整的CDP；

计算功率时延谱(Power Delay Profile，简称“PDP”)，该PDP已经是去掉频偏的PDP，可以用于多径搜索和判决，提高多径搜索的性能。

当前采用的AFC技术是在所有相位点上进行频偏估计的，而多径信号并不是分布在所有相位点上，一般的说只是某些相隔远的相位点上存在径信号，这就导致了一些问题。当该相位点上存在径信号时，由于接收信号的完全相关性，得到的频偏估计结果比较准确；反之，当该相位点上不存在径信号时，由于噪声的影响，使得计算得到的CDP不能准确反映频偏，反而会出现错误纠偏的情况，严重影响多径搜索的性能。

在实际应用中，上述方案存在以下问题：某些相位点上的频偏估计不准确将导致AFC技术不合理，影响多径搜索和判决的准确性，降低系统的多径处理性能。

造成这种情况的一个主要原因在于，对所有相位点都进行了AFC频偏估计和纠正。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，使得频偏估计的精度得到提高，从而改善多径搜索和判决的性能。

为了解决上述技术问题，本发明提供了一种码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，包含以下步骤：

将相关信号序列和输入信号序列进行滑动相关，计算子复时延谱；

根据所述子复时延谱，分段计算相干累加值序列和功率时延谱；

根据所述功率时延谱粗搜索若干个候选径位置的相位点；

根据所述相干累加值和所述候选径位置处相位点的数值，计算候选径位置对应的相位点的频偏估计值。

其中，所述计算子复时延谱的步骤为：将长度为N_c的相关信号序列c(n)，n＝1，2，3，...，N_c，在长度为N_x的输入信号序列x(n)，n＝1，2，3，...，N_x上滑动N_y的长度，然后将相关值分成I段进行叠加，每段长度为 $N_a=\frac{N_c}{I},$ 得到I个长度为N_y的子复时延谱，用y_k(i)表示，其计算公式如下：

$y_k\left(i\right)=\underset{n=1+(i-1)N_a}{\overset{i{N}_a}{\mathrm{\Σ}}}c\left(n\right)x(n+k),i=\mathrm{1,2,3},...,I,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,$

其中∑·为求和运算。

所述分段计算相干累加值序列的公式为：

$z_k\left(j\right)=\underset{i=1+(j-1)M}{\overset{\mathrm{jM}}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(i\right),k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,j=\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M};$

计算功率时延谱的公式为：

$P_k={\left|\right|\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}}{\mathrm{\Σ}}}{z}_k\left(j\right)\left|\right|}^2,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y;$

其中，z_k(j)为第k相位点上的第j个累加值，y_k(i)为第i个子复时延谱在第k相位点上的值，N_y为滑动长度，I分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，P_k为功率时延谱值，∑·为求和运算，‖·‖为取模运算。

所述粗搜索的方法包含步骤：

A将所有相位点置为有效，置搜索序号初值；

B从有效的相位点中搜索出功率时延谱最大值的相位点作为候选径位置的相位点，将该相位点的左右各3个点，即相邻6个点置为无效，并将搜索序号增一；

C根据搜索序号判断是否搜索完毕，如果是，即搜索序号超过要搜索的相位点数，则结束本次搜索；否则，返回步骤B继续搜索。

所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值进行乘法运算并累加，计算公式为：

$f_{k_l}=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l}^{*}\left(j\right)z_{k_l}(j+N_d)\right),l=1,2,...,L.$

其中，l表示候选径的序号，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即第l个候选径的频偏估计值，N_d为时延值可以取1，2，3，...，

中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，z_kl(j)为第k_l个相位点上也即候选径位置的第j个累加值，L为候选径个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值进行乘法运算并累加，再将候选径位置的相位点的左右三个值相干叠加，公式为：

$f_{k_l}=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{m=-N_1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l+m}^{*}\left(j\right)z_{k_l+m}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即候选径位置的频偏估计值，N_d为时延值可以取1，2，3，...，

中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，N₁、N₂各取1，2，3中的任意值，z_k(j)为第k个相位点上的第j个累加值，L为候选径的个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值进行乘法运算并累加，并将所有候选径位置相位点的值取平均作为频偏估计值，公式为：

$f_{k_l}=f=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l}^{*}\left(j\right)z_{k_l}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即候选径位置的频偏估计值，f为求得的平均值即所有候选径位置的频偏估计值，N_d为时延值可以取1，2，3，...，

中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，z_kl(j)为第k_l个相位点上也即候选径位置的第j个累加值，L为候选径的个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值做相乘累加，再将候选径位置的相位点的左右三个值相干叠加，最后将所有候选径位置相位点的值取平均作为频偏估计值，公式为：

$f_{k_l}=f=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=-N_1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l+m}^{*}\left(j\right)z_{k_l+m}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即候选径位置的频偏估计值，f为候选径位置的相位点的频偏估计值的平均值，N_d为时延值可以取1，2，3，...， 中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，N₁、N₂各取1，2，3中的任意值，z_k(j)为第k个相位点上的第j个累加值，L为候选径个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

所述方法被应用于计算非候选径位置的相位点时，根据候选径位置的相位点的频偏估计，计算非候选径位置的相位点的频偏估计值。

应用于计算非候选径位置的相位点的频偏估计值的方法是直接用所有候选径位置的相位值的频偏估计值的平均值来表示。

应用于计算非候选径位置的相位点的频偏估计值的方法是，直接取与该非候选径位置相位点相邻最近的也即相位点间隔最小的候选径位置的相位点处的频偏估计值。

所述方法被应用于计算频偏纠正以后的功率时延谱时，根据计算所得所述相位点的频偏估计值，计算频偏纠正以后的功率时延谱，用于多径搜索和判决。

计算频偏纠正以后的功率时延谱的公式为：

${P^{\′}}_k=\underset{i=1}{\overset{\frac{I}{M_f}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|\underset{n=1+(i-1)M_f}{\overset{i{M}_f}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(n\right)e^{-j\frac{{\mathrm{nf}}_k}{M}}\left|\right|}^2,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,$

其中，P′_k为频偏纠正后的功率时延谱值，y_k(n)为第n个子复时延谱在第k相位点上的值，N_y为滑动长度，I分段计算相干累加值的段数，M_f为同一相位点的样点个数，M为每次累加的样点数，e为自然常数， $j=\sqrt{-1}$ 表示虚数单位，∑·为求和运算，‖·‖为取模运算。

通过比较可以发现，本发明的技术方案与现有技术的区别在于，使用三级去样点的粗搜索方法搜索若干个候选径位置的相位点，并对这些相位点使用相邻点叠加的方法做频偏估计，而非候选径位置的相位点的频偏估计则根据候选径位置相位点的频偏估计获得，同时使用频偏估计值计算PDP，并应用于多径搜索和判决。

这种技术方案上的区别，带来了较为明显的有益效果，即使得非径信号和噪声不影响频偏估计，并且径信号相邻点的叠加提高了信噪比，从而提高频偏估计的精确度，纠偏后的PDP应用于多径搜索和判决，使得系统多径处理性能得到提高。

附图说明

图1是根据本发明的一个实施例的自动频率控制方法流程图；

图2是根据本发明的一个实施例的粗搜索方法流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明作进一步地详细描述。

本发明给出一种码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，采用粗搜索的方法从所有相位点上确定若干个候选径信号相位点，并在这些相位点上进行AFC频偏估计和纠正，使得非径信号相位点不会影响估计的准确性。

首先从数学上对问题进行建模，然后阐述本发明的具体流程。

设相关信号的离散序列可以表示成c(n)，n＝1，2，3，...，N_c，其中n表示序列的序号，N_c为相关信号的序列长度；而输入信号的离散序列用x(n)表示，n＝1，2，3，...，N_x，其中n表示序列的序号，N_x为输入信号的序列长度。

将相关信号序列在输入信号序列上滑动N_y的长度，则可以得到N_y个相位点。同时将每个相位点的相关值分成I段进行叠加，每段长度为 $N_a=\frac{N_c}{I},$ 这样可以得到I个长度为N_y的子CDP，用y_k(i)表示。其计算公式如下：

式一 $y_k\left(i\right)=\underset{n=1+(i-1)N_a}{\overset{i{N}_a}{\mathrm{\Σ}}}c\left(n\right)x(n+k),i=\mathrm{1,2,3},...,I,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y.$

将同一相位点的样点进行相干累加，为了保存中间结果，这里分两次进行累加，这样也可以减少存储空间和计算复杂度。第一次，每M个样点累加，得到 个结果， $z_k\left(j\right)=\underset{i=1+(j-1)M}{\overset{\mathrm{jM}}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(i\right),k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,j=\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M};$ 第二次，将第一次得到的结果累加，得到 ${z^{\′}}_k=\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}}{\mathrm{\Σ}}}{z}_k\left(j\right).$

根据每个相位点的相关累加值可以计算得到PDP值为：

式二 $P_k={\left|\right|{z^{\′}}_k\left|\right|}^2={\left|\right|\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}}{\mathrm{\Σ}}}{z}_k\left(j\right)\left|\right|}^2,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y$

其中‖·‖表示取模操作。

考虑到多径信号只会在各相位点上分散的分布，所以这里采用三级去样点的方法在所有相位点上进行粗搜索，从N_y个相位点上确定L个相位点作为候选径信号位置，具体的粗搜索过程如下：

搜索步骤一，将所有N_y个相位点设置为有效，即k∈V，其中V表示有效相位点序号的集合；置搜索点序号初值：l＝1，其中搜索点序号l表征本轮搜索到的是第l个径信号相位点，l＝1，2，3，...，L，接下去共进行L轮搜索；

搜索步骤二，从有效的相位点中搜索出PDP最大值的相位点，最大值表示为

$P_{k_l}=\underset{k\∈V}{\max }\left\{P_k\right\},$ k_l即本轮(第l轮)搜索到的PDP最大值对应的相位点序号，max{·}表示求最大值；将该相位值相邻的左右各3个相位值设置为无效，即置k_l-3，k_l-2，k_l-1，k_l+1，k_l+2，_kl+3均 V，这样可以保证两个候选径信号的相位值分布间隔大于3；同时点序号递增l＝l+1；这里因为在实际应用中，往往由于频偏的扩散导致径信号的相位点值影响相邻的相位点，而使得相邻相位点的值可能大于其他径信号的相位点，如果不去除相邻相位点的影响，将会导致真实径信号被遮蔽的假象，影响AFC的性能；

搜索步骤三，判断是否已完成搜索即l＞L，如果是则结束搜索，否则转搜索步骤二，继续搜索。

搜索得到的候选径信号相位点的序号保存在k_l，l＝1，2，3，...，L中。

可以计算候选径位置相位点的频偏如下：

式三， $f_{k_l}=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l}^{*}\left(j\right)z_{k_l}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，N_d为时延值，可以根据实际需要取以下任意值 $N_d\∈\{\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M}-1\};$ Atan表示反正切函数，z^*表示z的共轭复数，。

熟悉本领域的技术人员可以理解，上述计算频偏的公式，根据实际应用的需要，求和范围和方式可以适当改变，而不影响本发明的实质和范围。计算频偏的公式，也可以是以下几种：

式五， $f_{k_l}=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{m=-N_1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l+m}^{*}\left(j\right)z_{k_l+m}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

N₁∈{1，2，3}，N₂∈{1，2，3}；

式六 $f_{k_l}=f=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l}^{*}\left(j\right)z_{k_l}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.,$

式七 $f_{k_l}=f=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=-N_1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l+m}^{*}\left(j\right)z_{k_l+m}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

N₁∈{1，2，3}，N₂∈{1，2，3}；

其中，式五和式七是将候选径位置的相位点的左右三个值相干叠加，以提高信噪比，因为考虑到在实际情况中，候选径位置的相位点会影响相邻的几个相位点，所以相邻点的值也会附带候选径信号信息，所以将其叠加能提高径信号能量，降低噪声带来的影响，从而提高频偏估计的性能。

另外，式六和式七将得到的候选径位置的频偏估计值取平均，用平均值代替候选径的频偏估计值，这样减少多径信号随机性，虽然可以保证最低的估计精度，但频偏纠正性能没有式三和式五那样好。

这样，我们就已经得出候选径位置的频偏估计值，可以应用于CDMA移动通信系统的AFC中。

在本发明的一个较佳实施例中，对非候选径位置的相位值也进行了估计，其他相位点的频偏可以用候选径位置的相位值的频偏估计值的平均值来表示，这样使得没有径信号的相位点的频偏估计值是根据径信号得出的，屏蔽了原来带有噪声的相位点的影响，在提高信噪比的同时并减少频偏估计的相位点的数目，其计算公式如下：

$f_{k^{\′}}=\frac{1}{L}\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{f}_{k_l},k^{\′}\≠k_l,l=\mathrm{1,2},...,L.$

对于式五和式七计算所得的候选径位置的相位点频偏值，式八也可表示为f_k′＝f，k′≠k_l，l＝1，2，3，...，L。

或者可以根据就近原则，取序号相邻最近的候选径位置的相位值的频偏估计值，用公式表示如下：

式九f_k′＝f_k′l，k′_l满足 其中min|·|表示取绝对值最小。

在本发明的一个较佳实施例中，还计算了频偏纠正以后的PDP：先对每个相位点进行频偏纠正，然后对同一相位点的样点进行相干累加，最后对累加结果取模的平方后再进行非相关累加，计算公式如下：

式十 ${P^{\′}}_k=\underset{i=1}{\overset{\frac{I}{M_f}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|\underset{n=1+(i-1)M_f}{\overset{i{M}_f}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(n\right)e^{-j\frac{n{f}_k}{M}}\left|\right|}^2,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,$

其中，P′_k表示频偏纠正以后的PDP值，M_f为同一相位点的样点个数，f_k为前面得到的频偏估计值，特别指出这里的 $j=\sqrt{-1}$ 表示虚数单位。

再将计算得到的频偏纠正后的PDP值应用到多径搜索和判决中，将会大大提高多径搜索性能。

结合上面所述，可以归纳出本发明的AFC方法，图1示出了AFC方法的流程。

步骤11，将相关信号序列和输入信号序列进行滑动相关，得到子CDP，计算公式即式一，计算得到的子CDP可以用于计算PDP和相干累加值

接着进入步骤12，分段计算相干累加值序列和PDP，PDP表达式即式二，其中相干累加分段进行，得到一定长度的相干序列，可以降低复杂度；

接着进入步骤13，根据PDP粗搜索若干个候选径位置的相位点，用于对候选径位置的相位点进行频偏估计，其中粗搜索的方法在下文给出；

接着进入步骤14，计算候选径位置的相位点的频偏估计值，计算公式可以是式三、式五、式六、式七中的任一个；

接着进入步骤15，计算其他相位点的频偏估计值，由于非候选径位置的相位点频偏估计是根据候选径信号来确定的，可以避免非候选径位置带来的噪声的影响，计算公式可以是式八、式九中的任一个；

接着进入步骤16，计算频偏纠正以后的PDP，可以用于多径搜索和判决，计算公式即式十。

下面详细描述步骤13中对于所有相位点进行粗搜索的方法，即三级去样点的方法，图2示出了该方法的流程：

步骤21，将所有相位点置为有效，置搜索序号初值；

接着进入步骤22，从有效的相位点中搜索出PDP最大值的相位点作为候选径位置的相位点，将该相位点的左右各3个点，即相邻6个点置为无效，并将搜索序号增一；这里把搜索到的候选径位置的相位点的相邻点去掉，使得两个候选径位置不会太靠近，也是考虑到实际中候选径信号往往有一定的宽度而会造成错判，也因此称为三级去样点方法；

接着进入步骤23，根据搜索序号判断是否搜索完毕，如果是，即搜索序号超过要搜索的相位点数，则结束本次搜索；否则，返回步骤22继续搜索。

熟悉本领域的技术人员可以理解，上述实施例中有关参数及计算方法可以在本发明的揭示范围内修改。例如分段序列长度值M、搜索候选径数目L、非候选径位置相位点的频偏估计方法等。

上面对本发明的实施例的描述使得本技术领域中的任何技术人员都能使用本发明。对这些实施例做种种修改对本领域的技术人员是显而易见的，这里所描述的总的原理可以应用于其他实施例而不需创造才能。因此本发明不受限于这里所举出的实施例，并且具有与这里所披露的原理和新颖特性相符合的最大范围。

虽然通过参照本发明的某些优选实施例，已经对本发明进行了图示和描述，但本领域的普通技术人员应该明白，可以在形式上和细节上对其作各种各样的改变，而不偏离所附权利要求书所限定的本发明的精神和范围。

Claims (13)

1.一种码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，包含以下步骤：

将相关信号序列和输入信号序列进行滑动相关，计算子复时延谱；

根据所述子复时延谱，分段计算相干累加值序列和功率时延谱；

根据所述功率时延谱粗搜索若干个候选径位置的相位点；

根据所述相干累加值和所述候选径位置处相位点的数值，计算候选径位置对应的相位点的频偏估计值。

2.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述计算子复时延谱的步骤为：将长度为N_c的相关信号序列c(n)，n＝1，2，3，...，N_c，在长度为N_x的输入信号序列x(n)，n＝1，2，3，...，N_x上滑动N_y的长度，然后将相关值分成I段进行叠加，每段长度为 $N_a=\frac{N_c}{I},$ 得到I个长度为N_y的子复时延谱，用y_k(i)表示，其计算公式如下：

$y_k\left(i\right)=\underset{n=1+(i-1)N_a}{\overset{i{N}_a}{\mathrm{\Σ}}}c\left(n\right)x(n+k),i=\mathrm{1,2,3},...,I,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,$

其中∑·为求和运算。

3.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述分段计算相干累加值序列的公式为：

$z_k\left(j\right)=\underset{i=1+(j-1)M}{\overset{\mathrm{jM}}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(i\right),k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,j=\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M};$

计算功率时延谱的公式为：

$P_k={\left|\right|\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}}{\mathrm{\Σ}}}{z}_k\left(j\right)\left|\right|}^2,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y;$

其中，z_k(j)为第k相位点上的第j个累加值，y_k(i)为第i个子复时延谱在第k相位点上的值，N_y为滑动长度，I分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，P_k为功率时延谱值，∑·为求和运算，‖·‖为取模运算。

4.根据权利要求3所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述粗搜索的方法包含步骤：

A将所有相位点置为有效，置搜索序号初值；

B从有效的相位点中搜索出功率时延谱最大值的相位点作为候选径位置的相位点，将该相位点的左右各3个点，即相邻6个点置为无效，并将搜索序号增一；

C根据搜索序号判断是否搜索完毕，如果是，即搜索序号超过要搜索的相位点数，则结束本次搜索；否则，返回步骤B继续搜索。

5.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值进行乘法运算并累加，计算公式为：

$f_{k_l}=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l}^{*}\left(j\right)z_{k_l}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，l表示候选径的序号，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即第l个候选径的频偏估计值，N_d为时延值可以取 $\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M}-1$ 中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，z_kl(j)为第k_l个相位点上也即候选径位置的第j个累加值，L为候选径个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

6.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值进行乘法运算并累加，再将候选径位置的相位点的左右三个值相干叠加，公式为：

$f_{k_l}=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{m=-N_1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l+m}^{*}\left(j\right)z_{k_l+m}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即候选径位置的频偏估计值，N_d为时延值可以取 $\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M}-1$ 中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，N₁、N₂各取1，2，3中的任意值，z_k(j)为第k个相位点上的第j个累加值，L为候选径的个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

7.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值进行乘法运算并累加，并将所有候选径位置相位点的值取平均作为频偏估计值，公式为：

$f_{k_l}=f=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l}^{*}\left(j\right)z_{k_l}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即候选径位置的频偏估计值，f为求得的平均值即所有候选径位置的频偏估计值，N_d为时延值可以取 $\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M}-1$ 中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，z_kl(j)为第k_l个相位点上也即候选径位置的第j个累加值，L为候选径的个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

8.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述候选径位置相位点频偏计算方法为，将相隔时延的相干累加值做相乘累加，再将候选径位置的相位点的左右三个值相干叠加，最后将所有候选径位置相位点的值取平均作为频偏估计值，公式为：

$f_{k_l}=f=\frac{1}{N_d}A\tan \left(\underset{l=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=-N_1}{\overset{N_2}{\mathrm{\Σ}}}\underset{j=1}{\overset{\frac{I}{M}-N_d}{\mathrm{\Σ}}}{z}_{k_l+m}^{*}\left(j\right)z_{k_l+m}(j+N_d)\right),l=\mathrm{1,2},...,L.$

其中，k_l为第l个候选径所处的相位点数值，f_kl为第k_l个相位点上也即候选径位置的频偏估计值，f为候选径位置的相位点的频偏估计值的平均值，N_d为时延值可以取 $\mathrm{1,2,3},...,\frac{I}{M}-1$ 中的任一值，Atan表示反正切函数，I为分段计算相干累加值的段数，M为每次累加的样点数，N₁、N₂各取1，2，3中的任意值，z_k(j)为第k个相位点上的第j个累加值，L为候选径个数，z^*表示z的共轭复数，∑·为求和运算。

9.根据权利要求1所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述方法被应用于计算非候选径位置的相位点时，根据候选径位置的相位点的频偏估计，计算非候选径位置的相位点的频偏估计值。

10.根据权利要求9所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，应用于计算非候选径位置的相位点的频偏估计值的方法是直接用所有候选径位置的相位值的频偏估计值的平均值来表示。

11.根据权利要求9所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，应用于计算非候选径位置的相位点的频偏估计值的方法是，直接取与该非候选径位置相位点相邻最近的也即相位点间隔最小的候选径位置的相位点处的频偏估计值。

12.据权利要求9所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，所述方法被应用于计算频偏纠正以后的功率时延谱时，根据计算所得所述相位点的频偏估计值，计算频偏纠正以后的功率时延谱，用于多径搜索和判决。

13.根据权利要求12所述码分多址移动通信系统中的自动频率控制方法，其特征在于，计算频偏纠正以后的功率时延谱的公式为：

${P^{\′}}_k=\underset{i=1}{\overset{\frac{I}{M_f}}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\right|\underset{n=1+(i-1)M_f}{\overset{i{M}_f}{\mathrm{\Σ}}}{y}_k\left(n\right)e^{-j\frac{n{f}_k}{M}}\left|\right|}^2,k=\mathrm{1,2,3},...,N_y,$

其中，P′_k为频偏纠正后的功率时延谱值，y_k(n)为第n个子复时延谱在第k相位点上的值，N_y为滑动长度，I分段计算相干累加值的段数，M_f为同一相位点的样点个数，M为每次累加的样点数，e为自然常数， $j=\sqrt{-1}$ 表示虚数单位，∑·为求和运算，‖·‖为取模运算。

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